3．24脉波整流机组
整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。整流机组的设计、结构特点和保护方式关系到整个直流牵引供电系统的正常运行。目前，为了提高直流电的供电质量，降低直流电源的脉动量，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台相同容量l2脉波的整流变压器[9]和与之匹配的整流器共同组成。
3.124脉波整流机组的作用及要求
在地铁供电系统中，牵引变电所高压侧的电压多为35kV AC(或33kV AC)，而接触网的电压为1500V DC(或750V DC)，所以需要降压和整流。整流机组包括整流变压器和整流器，其作用是将35kV AC(或33kV AC)降压、整流，输出1500V DC(或750V DC)电压供给地铁接触网，实现直流牵引。地铁牵引变电所一般设于地下，所以整流机组也安装在地下室内。
整流变压器宜采用干式、户内、自冷、环氧树脂浇注变压器，其线圈绝缘等级为F级，线圈温升限值为70K/90K(高压，低压)，其承受极限温度为155℃，铁心温升在任何情况下不应产生损坏铁心金属部件及其附近材料的温度。在高湿期内可能产生凝露，应采取措施防止凝露对设备的危害。
整流器采用自然风冷式，适用于户内安装。整流器柜宜采用独立式金属柜，二极管及其它元件的布置应考虑通风流畅、接线方便，同时便于维护、维修。整流器与外部连接的跳闸信号采用接点方式，报警信号采用数字方式。柜的上部及底部开口，采取措施防止小动物进入，正面和后面有门，各部件与柜应绝缘。整流变压器应从结构上进行优化设计，以抑制谐波的产生，减少电磁波干扰。整流机组产生的谐波电流应满足国家标准的规定，并满足我国电磁兼容相应的标准[10]。
根据IEC164规定，地铁作为重型牵引负荷，其负荷等级为VI级，整流机组设备的负荷特性满足如下要求：100%额定负荷时可连续运行；150%额定负荷时可持续运行2h；300%额定负荷时可持续运行1min。整流器的设计应满足当任一臂并联的整流管有1个损坏时，能全负荷正常运行。整流器每个臂并联整流管的电流不平衡度小于10%。直流侧空载情况下,整流变压器施加35×(1+0.05)kV的交流电压时,直流侧
输出电压不超过1800 V。
3.224脉波整流机组的构成
24脉波整流机组的主电路原理图如图3-1所示。整流机组主要有两台12脉波轴向双分裂式牵引整流变压器和四组全波整流桥组成。每台变压器阀侧二套绕组分别接成d接法和y接法，其线电压天然形成30°的相差。两台变压器的网侧采用延边三角形接法，分别移相±7.5°，这样形成的两台变压器的四套阀侧绕组的线电压相量互差15°相位，分别经全波整流后，在直流侧并联运行，形成24脉波整流系统。
+
-
图3-124脉波整流机组主电路原理图
3.324脉波整流机组原理分析
图3-2为轴向双分裂式变压器的绕组布置示意图。这种变压器的网侧为一个不分裂的绕组，分为上下两个支路，两支路并联联结。两组阀侧绕组沿轴向布置于同一铁心柱上，其本身并没有串联或并联，而是将其头尾各自采用y联结和d联结分别引出，分裂成两个支路。这种阀侧绕组分裂为两个支路布置在同一个铁心柱上的轴向双分裂变压器可以使阀侧两个支路并联运行，同时向负载供电，即同时各供一三相桥式整流器。
阀侧绕组一组采用y联结，另一组采用d联结，使它们的线电压有效值相等。变
压器阀侧绕组同名端线电压的相位差为2π/12(电角度为30°)，这就形成每周期含有12脉波的6相整流系统。如果有两台这样的变压器，一台移相+7.5°，另一台移相-7.5°，两台变压器组成一套移相变压器组，这就形成了12相24脉波的移相变压器，其阀侧同名端线电压的相位差为2π/24(电角度为15°)，阀侧电压相量图如图3-3所示。
a 2
A
X
2
a 1x 1
a 1
b 1
c 4b 4
2
c 4a 4
c 2a 2c 3a 3b 2b 3a 3
b 1a 1b 4
c 4
b 3b 32
44a 2c 233
图3-2 轴向双绕组双分裂变压器绕组布置 图3-3 阀侧电压相量图
在选择地铁整流机组的规格时，尽量考虑采用带三角形联结的变压器，同时尽可能的增加整流的相数，变压器采用Dy11d0-Dy1d2或Dy5d0-Dy7d2 都符合这一设想。变压器采用Dy11d0-Dy1d2联结的整流机组，单台变压器运行时只是12脉波，要获得24脉波，需两台并联运行。对于变压器采用Dy5d0-Dy7d2接线的整流机组同样如此。在实际运行时，一台变压器退出运行，则联跳另一台变压器，可通过邻近变电所实行大双边供电保证列车运行。如果只运行一台变压器，则电网谐波含量会较正常时增加。24脉波整流机组输出直流电压的纹波系数较12脉波小，Dy11d0-Dy1d2两台变压器互换性好，从Dy11d0-Dy1d2的结法可以看出，两台变压器的互换只需改变一次侧接入电网的相序即可。当励磁电流的3次谐波或零序分量能够流通时，三倍次谐波或三的整数次谐波电流就不注入电网，可选择两台轴向双分裂的变压器，一台(T1)联结组为Dy11Dd0，如图3-4所示；另一台(T2)为Dy1Dd2，其中D 联结为延边三角形，如图3-5所示。根据两台变压器的接线，可绘制出其相量图如图3-6(T1)和图3-7(T2)所示[11]。
a2b2c2a3
b3
c3
A B
C
a2b2c2a3
b3
c3
A B C
（a ）高压绕组 （b ）低压绕组 （a ）高压绕组 （b ）低压绕组 图3-4 T1整流变压器Dy11-d0绕组联结图 图3-5 T2整流变压器Dy1-d2绕组联结图
C
C
C
B 1
（a ）一次侧D 结绕组联结 （b ）二次侧y 结绕组相量图
（c ）二次侧d 结绕组相量图
图3-6 变压器T1的结构及相量图
C
C
C
B （a ）一次侧D 结绕组联结 （b ）二次侧y 结绕组相量图 （c ）二次侧d 结绕组相量图
图3-7 变压器T 2的结构及相量图
分析图3-6和3-7的相量图可知，若以水平右方向为参考方向，则可得其它电压相量的相位角分别为：
(1) 对于变压器T1
一次侧电压相量U A1B1的相位角为112.5°；
二次侧电压相量U a2b2的相位角为142.5°(y 结)，U a3b3的相位角为112.5°（d 结）。 (2) 对于变压器T2
一次侧电压相量U A1B1的相位角为127.5°；
二次侧电压相量U a2b2的相位角为97.5° (y 结)，U a3b3的相位角为67.5°(d 结)。 观察图3-6和3-7的相量图并利用上述分析的结果可知，对于同一台变压器，其阀侧(二次侧)绕组同名端线电压的相位差为30°(142.5°-112.5°=97.5°-67.5°=30°)；而两台变压器的网侧(一次侧)并联接入电网时，相当于其一次侧各移相7.5°(不同的旋转方向)，使T1变压器一次侧三角形绕组电压与T2变压器原边三角形绕组线电压有15°的相位差(127.5°-112.5°=15°)，而两台变压器二次侧对应的线电压相位差为45°(142.5°-97.5°=112.5°-67.5°=45°)，上述结果如图3-8所示。
a3b3U A1B1U a2b2
(T1)
-β2I 2
N
图3-8 两台变压器的相量关系图 图3-9 磁势平衡相量图
3.4 24脉波移相整流变压器网侧绕组分析
1. 网侧绕组电压、匝数及移相角的确定
网侧绕组的±7.5°移相是通过两种不同的延边三角形接线来实现的，其绕组接线原理图与相量图分别如图 3-4(3-5)和3-6(3-7)所示。
由于二台变压器的网侧仅接线方式不同，其它的参数都完全相同[12]。以下就一种接法来讨论三角段的电势U d 、延边段电势U y 和移相角α之间的关系。
由网侧电压相量及三角函数关系可知(α=7.5°)：
sin y sin 3sin120
1U
U αα== （3-1） sin(60)
d y sin(60)3sin1201
U U
U αα+-==- （3-2）
则 )sin(60)sin 2cos30sin(30)
d 2sin(30sin120sin120sin1201
U
U αααα
--=-==
- （3-3
）
3
sin )3d 22sin sin 2tg 2y
U U αααααα--===- （3-4）
如设计时取匝电势为e t ，那么三角段线圈匝数和延边段线圈匝数，可按式(3-5)及式(3-6)确定：
d
d t
U N e ≈
（3-5） y y t
U N e ≈
（3-6）
但线圈的匝数必须取整数，因此当确定了
N d 和N y 之后，还必须校核移相角α及线电势U 1的幅值。由(3-4)可得：
1
d d y y
tg tg 223U N α
--=≈+′
（3-7） 同时由相量图3-6可知：
1
t
U =
≈′
（3-8）
2. 网侧绕组中的基波电流
由于延边段线圈电流I y 是三角形段线圈电流I d 二相电流的相量和，因此其幅值为：
y d I （3-9）
且相位相差30°相角，正移相为-30°，负移相为+30°。
在忽略激磁电流的条件下，初次级绕组的磁势平衡如下式：
y y d d 22N I N I N I += （3-10）
其相位关系由相量图3-9所示。 由相量图3-9的几何关系可知：
y y d d
sin sin(30)
N I N I β
β=
- （3-11）
由此导出：
y d y d sin(30))sin sin I N N I ββββ
--== （3-12） 而由式(3-4)可知：
d d y y N U N U ≈=
（3-13） 两式比较可知β=α，将磁势平衡方程进行分解，可得两组磁势平衡组：
y y d d 22y y d d cos(30)cos
3-14sin(30)sin 3-15 N I N I N I N I N I αααα?-+=??
-=?? 纵向分量 （）正交分量 （）
其中纵向分量是与次级磁势平衡的基本分量，而正交分量是三角段线圈与延边段线圈相互平衡的附加部分。
将纵向分量式(3-14)代入式(3-9)，并考虑式(3-1)和(3-3)及U 2=N 2e t ，可得：
d 22
112222
11
2sin(30)cos 2sin cos(30)2sin 30I U I U U U I U I
U U αααα=
≈=-+-=
= （3-16）
22
y d 1
I I U ==
（3-17） 网侧绕组的基波容量为：
1111y 2223S I I U I S === （3-18）
可见变压器网侧与阀侧的交流基波容量是一致的，但是由于网侧采用了延边三角
形接法，其设计时的材料容量是有所增加的。
1c y y d d
y
d
111s c 3()33)[2s i n 2s i n (30)]S U I U I U
U I S K
αα=+=+=+-=?
其中材料容量系数：
sc 2[sin sin(30)]4sin15cos(15)K ααα=+-=- （3-19）
当移相角α=7.5°时，K sc =1.02642即网侧绕组材料增加2.642%。 3. 考虑谐波电流时阀侧与网侧等效容量
变压器两组阀侧均为桥式全波整流，在忽略换相时的重叠角，且负载为电感性负
载等理想条件下，阀侧电流因素
d 0.408v I I =≈
，电压因素[13]d0 1.35πv U U =≈。 那么阀侧二组绕组的总的交流等效容量为：
2d0
d 22v v S I I ==′
d0d d0π
1.04723
U I P =≈ （3-20） 由于二绕阀侧中除了γ=kp ±1(k =1,2,…)特征谐波外的其他高次谐波都相互抵消
了，
因此网侧归算到阀侧的电流因素为1d I I =
′。则网侧绕组的交流等效容量为：
1d d0v S I ==′′
d 0d d 0π
1.04723
U I P =≈ （3-21）
考虑到额定运行时系统的直流电压降为6%左右，因此变压器的等效交流容量为：
12d0dN 1() 1.03 1.0922S S S P P =+≈≈′′′
（3-22）
故轨道交通牵引变压器的额定容量一般为直流额定功率的1.1倍。
4． 24脉波整流电路的仿真
4.1 24脉波整流电路的仿真
在MATLAB-simulink 的环境下对24脉波整流电路进行仿真，Matlab7.5版本中的电力电子系统工具箱(Power System Blockset )可用于电力电子电路和系统的仿真，文中的模型就是基于该工具箱建立的[14]。
1. 24脉波整流电路建模
24脉波整流电路仿真模型如图4-1所示[15]，其中电源为三相对称交流电压源，电源侧绕组延边三角形接线以移相变压器△/△+7.5°和△/△-7.5°组成，移相后接入△-△/△-Y 连接变压器T1和T2，目的是在每台变压器的二组低压绕组间引入30°相位差。
三相电压源
A B C
powergui
Continuous Ud v
+-T2Dy1Dd2
A
B
C
a2
b2c2a3b3c3
T1Dy11Dd0
A
B C
a2b2c2a3b3c3
Scope
R
Id
i +
-D-7.5
A+B+C+A-B-C-a3
b3
c3
D+7.5
A+B+C+A-B-C-a3
b3c3
D Bridge
A B C
+
-C Bridge
A B
C
+
-B Bridge
A B C
+
-A Bridge
A B
C
+
-图4-1 24脉波整流电路仿真模型
由于三相桥式6脉波整流器输出电压谐波小，为了减少输出谐波，则每台整流变压器由两个6脉波桥式整流器A Bridge 、B Bridge (C Bridge 、D Bridge )以并联方式来构成
12脉波桥式整流机组T1(T2)。2台12脉波整流机组并联运行构成等效24脉波整流器。
2. 模型参数设置
三相对称交流电压源参数设置：三相对称交流电压源的幅值设为35kV ，频率为50Hz ，相位分别为0°，120°，-120°。
移相变压器参数设置：与联结组号为Dy11Dd0相连的移相变压器移相+7.5°，与联结组号为Dy1Dd2相连的移相变压器移相-7.5°，三个绕组的额定电压分别为：35/2kV ，35/2kV ，10kV ；整流变压器参数设置：三个绕组额定电压分别为10kV ，1180V ，1180V ；三相二极管整流桥参数设置：使用默认值；RLC 负载参数设置：R 取200Ω，L 取0，C 取inf 。
3. 仿真参数设置
仿真时间设为0.04s ，周期为0.02s ，数值算法采用ode23tb ，完成上述步骤后运行仿真模型，从示波器中观察输出波形。图4-6为纯电阻负载情况下输出电压U d 。
4.2 整流机组理想空载直流输出电压计算
1. 整流机组直流输出波形分析
时间（s ）
电压（V ）
图4-2 T1△桥6脉波整流电路的空载输出电压波形
时间（s ）
电压（V ）
图4-3 T1Y 桥6脉波整流电路的空载输出电压波形
与整流变压器二次侧“△”型绕组相接的整流桥输出电压为6脉波，换相导通角
为π/3，输出脉波的宽度为π/3，如图4-2所示，脉波幅值等于√2倍的阀侧“△”接线电压；与整流变压器二次侧“Y ”型绕组相接的整流桥输出电压为6脉波，换相导通角也为π/3，它将滞后“△”桥整流机组空载输出电压波形30°。如图4-3所示。
整流机组阀侧“△”接线电压空载电压输出脉波的幅值等于√2倍的阀侧“Y ”接线电压。由于“Y ”绕组的匝数是“△”绕组匝数的1/√3，所以它们的线电压是相等的，即“△”桥和“Y ”桥整流输出电压脉波的幅值是相等的，它们都等于√2倍的阀侧线电压。整流变压器T1“△”桥和“Y ”桥整流机组空载电压叠加后的输出电压波形如图4-4所示，由于“△”桥和“Y ”桥整流电压相差30°，所以它们并联叠加后得到12脉波的空载直流输出电压，其脉波宽度为π/6，幅值仍为√2倍的阀侧线电压。
时间（s ）
电压（V ）
图4-4 T1整流机组12脉波空载输出电压波形
时间（s ）
电压（V ）
图4-5 T2整流机组12脉波空载输出电压波形
T2整流机组的输出空载直流电压波形如图4-5所示，同T1整流机组的输出空载直流电压波形具有15°的相位差。
所以当把两台整流机组输出的两个12脉波电压并联叠加时，就能得到24脉波的整流机组空载直流电压波形，如图4-6所示，它的脉波宽度为π/12，其脉波幅值仍然等于√2倍的阀侧线电压。
时间（s ）
电压（V ）
图4-6
24脉波整流器空载输出电压波形
2. 整流机组空载直流输出电压的计算 (1) △桥或Y 桥(6脉波)输出电压的计算
△桥或Y 桥(6脉波)输出电压的计算对于△桥或Y 桥6脉波的整流输出电压波形如图4-2(4-3)所示，设整流变压器的阀侧空载线电压为U 2，整流机组的空载直流输出电压为U d ，则
π
6πd 226
π(1/)cos 1.353U td t U ωω-==?
（4-1）
(2) 单台机组运行(12脉波)输出电压的计算
对于单台整流机组运行情况下，12脉波的整流波形如图4-4(4-5)所示，空载直流输出电压U d 为：
π12
πd 2212
π(1/)
cos 1.3986U td t U ωω-==? （4-2）
(3) 两台机组并联运行(24脉波)输出电压计算
对于双台整流机组并联运行情况下，24脉波的整流波形如图4-6所示，空载直流输出电压U d 为：
π
24
πd 2224
π(1/)cos 1.4112U td t U ωω-==? （4-3）
在理想空载条件下，直流输出电压U d =1.35U 2，根据以上计算我们可以得到24脉波整流机组虽然是四个六脉波模块的并联运行，但输出电压并不是简单的并联，在实际空载条件下，由于二极管的单向导电性质，均衡电流是不能流通的，实际上四桥单独交替运行后构成了24脉波整流机组[16]。
5． 谐波分析
由于二极管的阻断作用，在整流变压器绕组中流过的是断续的正弦波，其由基波电流和高次谐波电流组成，输出的直流电流是含有脉波成分的脉动直流，而馈入电网的则是含有谐波电流的非正弦电流。这里采用傅里叶分解对其进行谐波分析[17]。
5.1 直流侧电流谐波分析
图5-1是三种常用的带纹波的直流输出电流波形，输出负载设定为阻性。
时间（s ）
电流（A ）
（a ）6脉波
时间（s ）
电流（A ）
（b ）12脉波
时间（s ）
电流（A ）
（c ） 24脉波 图5-1 直流侧电流波形
(1) 6脉波直流电流
图5-1(a )为6脉波直流电流波形，其表达式为i d (ωt )=I dm cos ωt ，周期ωT =π/3，ω为交流侧电源的角频率(注：下文同)。从而可以求出直流电流均方根值I dN 为：
dN dm dm 0.95577I I =
== （5-1） 直流电流平均值I d 为：
π6πd dm dm 633
cos ππ
I I td t I ωω-==? （5-2）
将i d =I dm cos ωt 展开成傅氏级数，其一般形式为：
d 01
1
(cos sin )2n n n i a a n t b n t ωω∞==++∑ （5-3）
π26π0dm dm dm 26
266
cos ππT T a I td t I cos td t I T ωωωω--===?? （5-4）
π
dm 2πdm 2232cos cos π(1)n I a I t n td t T n ωωω-==±-∑? （5-5）
π
2πdm 2
2cos sin 0n b I t n td t T ωωω-==? （5-6）
所以
d dm 231
(1cos π1
i I n t n ω=
±-∑）
，n=6k (k =1,2,3…) （5-7） 等式右侧首项为直流分量，其等于直流电流平均值I d ，余项为交流分量，由
n =6k (k =1,2,3…)次谐波电流之和组成，且k 为奇数时谐波为正，k 为偶数时谐波为负。由此可以求出直流电源中的总谐波电流均方根值约等于直流电流平均值的4.2%。
(2) 12脉波直流电流
图5-1(b )为12脉波直流电流波形，其表达式i d =I dm cos ωt ，周期ωT =π/6。从而可以求出直流电流均方根值I dN 为：
dN dm I =
= （5-8） 直流电流平均值I d 为：
π12πd dm dm 12612π
cos sin ππ12
I I td t I ωω-==? （5-9）
i d 的傅氏级数为：
d dm 212π1
sin (1cos )π121i I n t n ω=±-∑，n =12k (k =1,2,3…) （5-10）
等式右侧首项为直流分量，其等于直流电流平均值I d ，余项为交流分量，是由n =12k (k =1,2,3…)次谐波电流之和组成，且k 为奇数时谐波为正，k 为偶数时谐波为负。由此可以求出12脉波直流电源中的总谐波电流均方根值约等于直流电流平均值的1.03%。
(3) 24脉波直流电流
图5-1(3)为24脉波直流电流波形，其表达式i d =I dm cos ωt ，周期ωT =π/12。从而可以求出直流电流均方根值I dN 为：
dN
dm I == （5-11） 直流电流平均值I d 为：
π
24πd dm dm 241224π
cos sin ππ24I I td t I ωω-==? （5-12）
i d 的傅氏级数为：
d dm 224π1
sin (1cos )π241i I n t n ω=±-∑，n =24k (k =1,2,3…) （5-13）
等式右侧首项为直流分量，其等于直流电流平均值I d ，余项为交流分量，是由n =24k (k =1,2,3…)次谐波电流之和组成，且k 为奇数时谐波为正，k 为偶数时谐波为负。由此可以求出24脉波直流电源中的总谐波电流均方根值约等于直流电流平均值
（c）24脉波
图5-2直流侧电流的频谱分析
基于理想状态下的理论分析，进行24脉波整流电路的仿真，其直流侧输出电流波形进行频谱分析，结果见图5-2。总之，p脉波直流侧电源中除了直流分量外，所含谐波电流的次数n为p的整数倍，即n=kp，p为脉波数，k=1,2,3…。总谐波电流均方根值占直流电流平均值的比值，随着p值的增加而大幅度减小。
5.2阀侧电流谐波分析
图5-3(5-4)是Y (D )结绕组在理想状态下，一个时间周期T 内阀侧绕组中的相电流波形，其中输出负载为纯电阻性负载。
π32π34π35π3
π32π34π35π3
ωt
ωt
图5-3 Y 结电流波形 图5-4 D 结电流波形
(1) 阀侧(整流变压器二次侧)绕组为Y 结 图5-3中，电流波形的数学表达式为：
dm
yz dm ππ4cos() [0ππ]633
π2π5π()cos() [π2π]633π2
π4π5π0 []3333I t i t I t ωωω?
-??
?
=+??
?
??
，，，~~~~~~ （5-14）
将Y 结阀侧绕组相电流i yz 展开成傅氏级数为：
yz 01
1
()(cos sin )2n n n i t a a n t b n t ωωω∞==++∑ （5-15）
由于i yz (ωt )=i yz (ωt +π)，故不出现直流分量和偶次谐波分量，所以可得：
02yz 2
π3dm 0π2πdm 3
dm 20
2()cos 2π[cos()cos π6π
cos()cos ]
62πππsin cos (2sin )π(1)263n T
T n a b a i t n td t
T I t n t I t n td t I n n n n ωωωωωωωω-====--+=-???
（5-16） 将式(5-16)代入式(5-15)得：
dm yz 311
()[(1cos ]cos5cos 72π241111
cos11cos13cos17cos1957810
I i t t t t t t t t ωωωωωωωω=
+-+-+-+
- （5-17）
式中dm yz13()(12πI i t t ωω=
位基波分量，其余各项为谐波分量。 绕组电流均方根值：
yz dm dm 0.7804I I =
== （5-18） 基波电流均方根值：
yz1dm
0.7459I I =
= （5-19）
总谐波电流均方根值为：
yzx dm 0.2295I I == （5-20）
总谐波电流均方根值/基波电流均方根值=0.308:1。
绕组电流均方根值占基波电流均方根值的百分数为(I yz /I yz1)×100%=104.63%。 (2) 阀侧绕组为D 结
图5-4中，电流波形的数学表达式为：
dm
Dz dm dm
1ππ4πcos() [0π]3633
2
ππ2π4π5π()cos() []3
233331
5π2π5πcos() [π2π] 3633I t i t I t I t ωωωω?-??
?=-???-??
，，，~~~~~~ （5-21）
将D 结阀侧电流i Dz 展开成傅氏级数：
Dz dm 11()(cos (cos534111
cos7cos11cos138101411
cos17cos19)1620
i t I t t
t t t t t ωωωωωωωω=++--++-- （5-22）
式中Dz1dm 1()(cos 3i t I t ωω=+为基波电流，其余为谐波电流。 绕组电流均方根值：
Dz dm dm 0.4506I I ==
= （5-23）
基波电流均方根值为：
dm Dz1dm 1(0.4306I I I == （5-24） 总谐波电流均方根值为：
Dzx dm 0.1328I I == （5-25）
总谐波电流均方根值/基波电流均方根值=0.308:1。
图5-5 阀侧电流的频谱分析
阀侧电流的频谱分析见图5-5，从以上分析得出：阀侧电流中不含三次及三的整数次谐波，除基波外，只包括6k ±1次谐波，k =1,2,3…。
5.3 网侧绕组电流谐波分析
根据变压器磁势平衡理论，网侧(整流变压器一次侧)各绕组负载电流磁势总和应与阀侧各绕组负载电流磁势总和大小相等、方向相反。图3-4中，整流变压器T1(或T2)接两组三相整流桥输出，阀侧总电流磁势之和为∑iN =i y (ωt )N y +i D (ωt )N D ，其中匝数N D =√3N y ，用上述傅式变换后的电流表达式代入，可以得到网侧绕组负载电流。设
图5-6网侧电流的频谱分析
网侧电流的频谱分析见图5-6，在理论分析的基础上经仿真得知:变压器网侧电流中除了基波外，只含(12k±1)次谐波，k=1,2,3…。
5.3注入电网的谐波电流分析
在图3-4和3-5中，T1和T2两台变压器的结构参数完全一致，因此可以获得相同的漏电抗。不同的是T1左移相位角7.5°，T2右移相位角7.5°，它们之间对应相的
3．24脉波整流机组 整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。整流机组的设计、结构特点和保护方式关系到整个直流牵引供电系统的正常运行。目前，为了提高直流电的供电质量，降低直流电源的脉动量，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台相同容量l2脉波的整流变压器[9]和与之匹配的整流器共同组成。 3.124脉波整流机组的作用及要求 在地铁供电系统中，牵引变电所高压侧的电压多为35kV AC(或33kV AC)，而接触网的电压为1500V DC(或750V DC)，所以需要降压和整流。整流机组包括整流变压器和整流器，其作用是将35kV AC(或33kV AC)降压、整流，输出1500V DC(或750V DC)电压供给地铁接触网，实现直流牵引。地铁牵引变电所一般设于地下，所以整流机组也安装在地下室。 整流变压器宜采用干式、户、自冷、环氧树脂浇注变压器，其线圈绝缘等级为F 级，线圈温升限值为70K/90K(高压，低压)，其承受极限温度为155℃，铁心温升在任何情况下不应产生损坏铁心金属部件及其附近材料的温度。在高湿期可能产生凝露，应采取措施防止凝露对设备的危害。 整流器采用自然风冷式，适用于户安装。整流器柜宜采用独立式金属柜，二极管及其它元件的布置应考虑通风流畅、接线方便，同时便于维护、维修。整流器与外部连接的跳闸信号采用接点方式，报警信号采用数字方式。柜的上部及底部开口，采取措施防止小动物进入，正面和后面有门，各部件与柜应绝缘。整流变压器应从结构上进行优化设计，以抑制谐波的产生，减少电磁波干扰。整流机组产生的谐波电流应满足国家标准的规定，并满足我国电磁兼容相应的标准[10]。 根据IEC164规定，地铁作为重型牵引负荷，其负荷等级为VI级，整流机组设备的负荷特性满足如下要求：100%额定负荷时可连续运行；150%额定负荷时可持续运行2h；300%额定负荷时可持续运行1min。整流器的设计应满足当任一臂并联的整流管有1个损坏时，能全负荷正常运行。整流器每个臂并联整流管的电流不平衡度小于10%。直流侧空载情况下,整流变压器施加35×(1+0.05)kV的交流电压时,直流侧
https://www.doczj.com/doc/0917986336.html,/view/f05a78d850e2524de5187e4 2.html 串联型12脉波二极管整流器 摘要：串联型12脉波二极管整流器是由两个相同的6脉波二极管整流器在直流输出侧串联得到的。该类型整流器一般用作中压传动系统的变频器的前端。但一般情况下，12脉波的二极管整流器的总谐波畸变率不能满足IEEE 标准。 关键词：串联型、二极管、整流器 变频调速是当今理想的调速方法之一，也是重要的节能措施。交—直—交变频方式因其优势受到越来越广泛的应用。大多数的交—直—交变流装置的前置输入部分都采用二极管整流。随着多脉波整流技术的兴起，各种大功率设备都越来越多的采用多脉波二极管整流器。 1.理论分析 假定直流滤波电容d C 足够大，从而可以忽略直流电源d V 中的纹波含量。 在任何时刻（换相过程除外），上、下两个6脉波二极管整流器中各有两个二极管导通，d i 同时经过4个二极管形成回路。由于两个6脉波二极管整流器的输出为串联连接，二次侧绕组的漏电感也可以认为是串联连接，直流电流的纹波相对较小。 输出直流电流d i 连续，且在每个供电频率周期内包含有12个脉波。变压器二次侧星形连接的绕组中的电流a i 近似为梯形波，只是在顶端有4个纹波。变压器二次侧三角形连接的绕组中的电流~ a i 和a i 的波形形状相同，只是在相位上相差 30 。 由于变压器一次侧和二次侧上面的绕组都为星形连接，折合后的电流' a i 和折 合前的电流a i 波形形状应该相同，只是幅值将减少一半（可根据两个绕组匝数比计算得到）。而二次侧三角形绕组中折合前的电流~ a i 和折合后的电流' ~ a i 波形会不 同。且一次侧电流与二次侧电流之间存在如下关系： ' ' ~ a a A i i i += 2. 仿真结果
12脉波整流变压器结构型式的选择 在大型的电化学或电冶金用直流电源系统中，同相逆并联12脉波整流机组是组成24相、36相、48相整流系统的基本组成单元。12脉波整流机组主电路的连接型式有两种方案：一种是由一台整流变压器与两台整流装置整流装置组成的单机组12脉波整流电路整流电路（简称“单机组12脉波整流电路”）；另一种是由置于同一油箱内的两台完全独立的整流变压器与两台整流装置组成的双机组等值12脉波整流电路（简称“等值12脉波整流电路”）。二者的连接方式。 上述两种连接方式的整流电路，对12脉波整流输出电压（电流）波形的对称性以及对网侧谐波电流谐波电流的影响是不同的，应引起设计人员和用户的注意。 1两种连接方式对谐波电流的影响 理想情况下，12脉波整流电路运行过程中，不会在网侧产生5次和7次谐波电流。但单机组12脉波整流电路，由于变压器两个阀侧绕组的输出电压和阻抗不容易做到很一致，使得运行时存在着严重的负荷分配不均的问题。需要通过晶闸管相控或饱和电抗器的励磁调节来纠正这种偏差，从而导致二个三相桥晶闸管导通的相位差不能严格地保持为30°，使得网侧仍然存在5次和7次谐波电流。 对于等值12脉波整流电路，由于变压器两个阀侧绕组的输出电压和阻抗容易做到一致，而不会破坏12脉波的对称性。 图1单机组12脉波整流电路 图2等值12脉波整流电路 2阀侧绕组之间负荷电流分配不均的问题 2.1单机组12脉波整流电路单机组12脉波整流电路，其整流变压器网侧只有一组绕组，导致两组阀侧绕组间负荷分配不均的原因是Y接和△接这两组绕组间匝比NY/N△偏离1/，彼此理想空载直流电压Udio不相等，因此，负荷分配不可能平均。整流变压器阀侧两组绕组间的匝比NY/N△值接近1/的可取整数比为4/7（偏差1.04％）、7/12（偏差1.02％）、11/19（偏差0.27％）。由此可见，将NY/N△做成11/19，可使△Udio偏差减到最小，改善电流分配不均问题。但由于变压器结构上的合理性和制造方面（变压器变比越大尤其如此）的原因，这样的匝比实际上是不容易做到的。 对于三相桥式整流电路，整流变压器阀侧绕组间匝比NY/N△=4/7时，理想空载直流电压之差△Udio=1.04％。但两组整流器的负载电流负载电流分配却相差很大。因为变压器网侧绕组的电抗X1＊为各整流桥整流桥公有，对整流桥间的负载电流分配没有调节作用。负载电流分配完全取决于各组阀侧绕组电抗值X2＊=XY＊＋X△＊和阀侧连接母线的电抗XM＊。（其中XY＊为Y形连接绕组的电抗值，X△＊为△形连接绕组的电抗值）。根据有关资料计算结果表明：当变压器二次电抗X△＊=XY＊=5％时， IdY=0.2928IdnId△=0.7072Idn 当变压器二次电抗X△＊=XY＊=10％时， IdY=0.3964IdnId△=0.6036Idn 由此可见，变压器二次电抗数值愈小，负载分配相差就愈大。有实际例子可以证明这一点。兰州有一用户采用这种单机组12脉波二极管整流电路，投运后发现，其中一整流桥直流电流达到12000A（额定值）时，另一整流桥的直流电流只有4500A。导致设备无法正常运行，后来被迫重新改造。 理论计算表明：增大整流变压器二次电抗X2＊=X△＊＋XY＊，可以部分减小负载电流分配
12脉波整流变压器结构型式的选择 1两种连接方式对谐波电流的影响 理想情况下，12脉波整流电路运行过程中，不会在网侧产生5次和7次谐波电流。但单机组12脉波整流电路，由于变压器两个阀侧绕组的输出电压和阻抗不容易做到很一致，使得运行时存在着严重的负荷分配不均的问题。需要通过晶闸管相控或饱和电抗器的励磁调节来纠正这种偏差，从而导致二个三相桥晶闸管导通的相位差不能严格地保持为30°，使得网侧仍然存在5次和7次谐波电流。 对于等值12脉波整流电路，由于变压器两个阀侧绕组的输出电压和阻抗容易做到一致，而不会破坏12脉波的对称性。 2阀侧绕组之间负荷电流分配不均的问题 2.1单机组12脉波整流电路 单机组12脉波整流电路，其整流变压器网侧只有一组绕组，导致两组阀侧绕组间负荷分配不均的原因是Y接和△接这两组绕组间匝比NY/N△偏离，彼此理想空载直流电压Udio不相等，因此，负荷分配不可能平均。 整流变压器阀侧两组绕组间的匝比NY/N△值接近的可取整数比为4/7（偏差1.04％）、7/12（偏差1.02％）、11/19（偏差0.27％）。由此可见，将NY/N△做成11/19，可使△Udio偏差减到最小，改善电流分配不均问题。但由于变压器结构上的合理性和制造方面（变压器变比越大尤其如此）的原因，这样的匝比实际上是不容易做到的。 对于三相桥式整流电路，整流变压器阀侧绕组间匝比NY/N△=4/7时，理想空载直流电压之差△Udio=1.04％。但两组整流器的负载电流分配却相差很大。因为变压器网侧绕组的电抗X1＊为各整流桥公有，对整流桥间的负载电流分配没有调节作用。负载电流分配完全取决于各组阀侧绕组电抗值X2*=XY*＋X△*和阀侧连接母线的电抗XM*。（其中XY*为Y形连接绕组的电抗值，X△*为△形连接绕组的电抗值）。根据有关资料计算结果表明：
等效24脉波整流机组原理分析 整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。目前，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台12脉波的整流变压器和与之匹配的整流器共同组成。理论上只要满足12相24 脉波整流系统的要求，组成24脉波的2台变压器的联结组可以有很多种，如Dy5／Dd0一Dy7／Dd2、Dyl l ／d0一Dyl ／d2等。 12脉波整流采用的整流变压器为轴向双分裂式牵引整流变压器， 变压器阀侧绕组采用d 、Y 接法；与之相匹配的单台整流器由2个三相6 脉波全波整流桥组成，其中一个整流桥接至整流变压器二次侧“Y ”型 绕组，另一个整流桥接至整流变压器二次侧“△”型绕组，两个三相整流桥并联构成6相12脉波的整流变电系统。 单台12脉波整流机组输出波形如图1 所示。 图1 单台12脉波整流机组输出波形图 两套相同的十二脉波整流机组并联工作并不会改变整流脉波数，只 有当两套机组的整流变压器网侧绕组分别移相+7.5°和﹣7.5°，并联
t i m e a n d 工作时，才能形成等效二十四脉波整流。为了实现24脉波整流，两台 整流变压器的基本联结组别可采用Dyll ／Dd0和Dyl ／Dd2。每个牵引变电所内并联运行的2台整流变压器原边绕组分别移相+7.5°和一7.5°，目前为了实现两台整流变压器在网侧实现±7.5°的移相，在整流变压器原边采用延边三角形接法，其相量关系图如图2和图3所示。 一次侧三角绕组联结（延边三角形） 二次侧y 结构向量关系图 二次侧D 结构向量关系图 图2 +7.5°变压器向量关系图 一次侧三角绕组联结（延边三角形） 二次侧y 结构向量关系图 二次侧D 结构向量关系图 图3 ﹣7.5°变压器向量关系图
12脉波整流变压器结构型式的选择 摘要：介绍了12脉波整流机组中整流变压器两种结构型式的特点和在方案选择中需要注意的问题。 在大型的电化学或电冶金用直流电源系统中，同相逆并联12脉波整流机组是组成24相、36相、48相整流系统的基本组成单元。12脉波整流机组主电路的连接型式有两种方案：一种是由一台整流变压器与两台整流装置组成的单机组12脉波整流电路（简称“单机组12脉波整流电路”）；另一种是由置于同一油箱内的两台完全独立的整流变压器与两台整流装置组成的双机组等值12脉波整流电路（简称“等值12脉波整流电路”）。 上述两种连接方式的整流电路，对12脉波整流输出电压（电流）波形的对称性以及对网侧谐波电流的影响是不同的，应引起设计人员和用户的注意。 1两种连接方式对谐波电流的影响 理想情况下，12脉波整流电路运行过程中，不会在网侧产生5次和7次谐波电流。但单机组12脉波整流电路，由于变压器两个阀侧绕组的输出电压和阻抗不容易做到很一致，使得运行时存在着严重的负荷分配不均的问题。需要通过晶闸管相控或饱和电抗器的励磁调节来纠正这种偏差，从而导致二个三相桥晶闸管导通的相位差不能严格地保持为30°，使得网侧仍然存在5次和7次谐波电流。 对于等值12脉波整流电路，由于变压器两个阀侧绕组的输出电压和阻抗容易做到一致，而不会破坏1 2脉波的对称性。 2阀侧绕组之间负荷电流分配不均的问题 2.1单机组12脉波整流电路 单机组12脉波整流电路，其整流变压器网侧只有一组绕组，导致两组阀侧绕组间负荷分配不均的原因是Y接和△接这两组绕组间匝比NY/N△偏离，彼此理想空载直流电压Udio不相等，因此，负荷分配不可能平均。 整流变压器阀侧两组绕组间的匝比NY/N△值接近的可取整数比为4/7（偏差1.04％）、7/12（偏差1.02％）、11/19（偏差0.27％）。由此可见，将NY/N△做成11/19，可使△Udio偏差减到最小，改善电流分配不均问题。但由于变压器结构上的合理性和制造方面（变压器变比越大尤其如此）的原因，这样的匝比实际上是不容易做到的。 对于三相桥式整流电路，整流变压器阀侧绕组间匝比NY/N△=4/7时，理想空载直流电压之差△Udi o=1.04％。但两组整流器的负载电流分配却相差很大。因为变压器网侧绕组的电抗X1＊为各整流桥公有，对整流桥间的负载电流分配没有调节作用。负载电流分配完全取决于各组阀侧绕组电抗值X2*=XY*＋X △*和阀侧连接母线的电抗XM*。（其中XY*为Y形连接绕组的电抗值，X△*为△形连接绕组的电抗值）。根据有关资料计算结果表明： 当变压器二次电抗X△*=XY*=5％时， IdY=0.2928Idn Id△=0.7072Idn
脉波整流原理 TPMK standardization office【 TPMK5AB- TPMK08- TPMK2C- TPMK18】
等效24脉波整流机组原理分析 整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。目前，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台12脉波的整流变压器和与之匹配的整流器共同组成。理论上只要满足12相24脉波整流系统的要求，组成24脉波的2台变压器的联结组可以有很多种，如Dy5／Dd0一Dy7／Dd2、Dyl l／d0一Dyl／d2等。 12脉波整流采用的整流变压器为轴向双分裂式牵引整流变压器，变压器阀侧绕组采用d、Y接法；与之相匹配的单台整流器由2个三相6脉波全波整流桥组成，其中一个整流桥接至整流变压器二次侧“Y”型绕组，另一个整流桥接至整流变压器二次侧“△”型绕组，两个三相整流桥并联构成6相12脉波的整流变电系统。 单台12脉波整流机组输出波形如图1所示。 图1 单台12脉波整流机组输出波形图 两套相同的十二脉波整流机组并联工作并不会改变整流脉波数，只有当两套机组的整流变压器网侧绕组分别移相+7.5°和﹣7.5°，并联工作
时，才能形成等效二十四脉波整流。为了实现24脉波整流，两台整流变压器的基本联结组别可采用Dyll／Dd0和Dyl／Dd2。每个牵引变电所内并联运行的2台整流变压器原边绕组分别移相+7.5°和一7.5°，目前为了实现两台整流变压器在网侧实现±7.5°的移相，在整流变压器原边采用延边三角形接法，其相量关系图如图2和图3所示。 一次侧三角绕组联结（延边三角形）二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关系图 图2 +7.5°变压器向量关系图
西安龙海电气有限公司
12 脉波 KGPS 中频电源控制原理
KGPS 系列感应加热晶闸管变频装置是利用晶闸管将三相工频交流电能转 换为几百或几千赫的单相交流电能。具有控制方便、运行可靠、 效率高等特 点，有利于提高产品的产量和质量。本装置采用全数字控制，扫频启动方式， 无须同步变压器等，线路简单，调试方便，负载适应能力强，启动可靠。应用 于铸钢、不锈钢、合金钢的冶炼，真空冶炼，感应加热等不同场合。 1．主电路原理 1.1 整流电路原理 整流电路主要是将 50HZ 的交流电整流成直流。由 12 个晶闸管组成的 12 脉 波串联全控整流电路，输入工频电网电压 575V，控制可控硅的导通，实现输出 0～750V 连续可调的直流电压。(如图)
六相 12 脉波全控整流桥工作原理 当触发脉冲在任意控制角时，其输出直流电压为： Ud = 1.35UaCosaX2
式中：Ua = 三相进线电压 a-控制角
1.2 逆变电路原理：
该产品采用了并联逆变器，这种逆变器对负载变化适应能力强，见图（4） 所示。它的主要作用是将三相整流电压 Ud 逆变成单相 400-10KC 的中频交流电。 一般，由于功率大小、进线电压等原因，逆变可控硅的数量有，四只、八只、 十六只三种，即采用单管、串管、并管等技术。但为了分析方便，将其等效为 图（4）电路。 下面分析一下逆变器的工作过程，假设图（4）中，先是①②导通③④截止， 则直流电流 Id 经电抗器 Ld，可控硅①②流向 Lc 谐振回路，Lc 产生谐振，振荡 电压正弦波。此时电容器两端的电压极性为左正右负，如果在电容器两端电压 尚未过零时之前的某一时刻产生脉冲去触发可控硅③④，此时形成可控硅 ①②③④同时导通状态，由于可控硅③④的导通，电容器两端的电压通过可控 硅③④加在可控硅①②上使可控硅①②两端承受反压而关断，也就是说可控硅 ①②将电流换给了③④。换流以后，直流电流 Id 经电抗器 Ld、可控硅③④反向 流向 LC 谐振回路。电容器两端的电压继续按正弦规律变化，而电容器两端电压
3. 24脉波整流机组 整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。整流机组的设计、结构特点和保护方式关系到整个直流牵引供电系统的正常运行。目前，为了提高直流电的供电质量，降低直流电源的脉动量，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台相同容量12脉波的整流变压器［9］和与之匹配的整流器共同组成。 3.1 24脉波整流机组的作用及要求 在地铁供电系统中，牵引变电所高压侧的电压多为35kV AC（或33kV AC），而 接触网的电压为1500V DC（或750V DC），所以需要降压和整流。整流机组包括整流 变压器和整流器，其作用是将35kV AC（或33kV AC）降压、整流，输出1500V DC（或750V DC）电压供给地铁接触网，实现直流牵引。地铁牵引变电所一般设于地下，所以 整流机组也安装在地下室。 整流变压器宜采用干式、户、自冷、环氧树脂浇注变压器，其线圈绝缘等级为F 级，线圈温升限值为70K/90K（高压，低压），其承受极限温度为155C，铁心温升在任何情况下不应产生损坏铁心金属部件及其附近材料的温度。在高湿期可能产生凝露，应采取措施防止凝露对设备的危害。 整流器采用自然风冷式，适用于户安装。整流器柜宜采用独立式金属柜，二极管及 其它元件的布置应考虑通风流畅、接线方便，同时便于维护、维修。整流器与外部连接的跳闸信号采用接点方式，报警信号采用数字方式。柜的上部及底部开口，采取措施防止小动物进入，正面和后面有门，各部件与柜应绝缘。整流变压器应从结构上进行优化设计，以抑制谐波的产生，减少电磁波干扰。整流机组产生的谐波电流应满足国家标准的规定，并满足我国电磁兼容相应的标准［10］。 根据IEC164规定，地铁作为重型牵引负荷，其负荷等级为VI级，整流机组设备的负荷特性满足如下要求：100%额定负荷时可连续运行；150%额定负荷时可持续运行2h; 300%额定负荷时可持续运行1min。整流器的设计应满足当任一臂并联的整流管有1个损坏时，能全负荷正常运行。整流器每个臂并联整流管的电流不平衡度小于10%。直流侧 空载情况下,整流变压器施加35^1+0.05）kV的交流电压时,直流侧
18脉波H级绝缘干式整流变压器 1 引言 工业用的直流电源大部分都是由交流电网通过整流变压器与整流器所组成的整流设备而得到的，并广泛应用于冶金、化工和牵引等领域，如城市轨道交通、轧钢电机的直流传动、同步电机的直流励磁等。整流变压器的作用是将交流电网电压变换成整流装置所需要的电压，并通过相数和相位角的变换，改善交流和直流侧的运行特性。整流变压器可将整流设备与电网电路隔离开来，确保设备的安全，并且限制短路电流，减少整流设备对电网和其他并联运行整流设备相互间的电磁干扰，抑制晶闸管等整流元件的电流上升率。 由于干式变压器的无油污染问题，防潮、耐热、阻燃、防腐蚀等特性，广泛应用于工业、生活的各个方面。目前主要存在两种主流类型的干式变压器：一种是以欧洲为代表的树脂浇注式干式变压器（简称ordt），另一种是以美国为代表的浸漆式干式变压器（简称ovdt）。而作为h级绝缘的干式整流变压器，以c级绝缘材料nomex纸作为绝缘介质，具有更高的可靠性和环保特性，而且具有更好的经济性，受到广泛的欢迎。 h级干式整流变压器耐热等级为180℃，主要绝缘材料为nomex纸，该绝缘纸是美国杜邦公司的专利产品，是一种以芳香酰胺纤维为基础的合成绝缘材料，其本身为c级，耐热等级达220℃。nomex纸还有许多优点，是极佳的电气绝缘材料，用其制造的变压器可以防潮、阻燃，对环境适应性好，而且变压器尺寸紧凑，占用空间小，变压器抗冷热冲击、抗短路能力、抗过电压能力均好于其它类型变压器。尤其是h级整流变压器的制造工艺和产品结构特点，对于需要多个抽头，结构复杂的多个移相绕组的整流变压器来说，具有非常明显的优势，使其制造加工周期短，成本低，真空压力浸渍（vip）后绕组刚性好，机械强度得到保证，同时，由于有漆膜覆盖在绝缘材料表面，提高了变压器的防潮能力。 2 移相的形成及工作原理 干式移相整流变压器是一种专门为中高压变频器提供多相整流电源的装置，采用延边三角形移相原理，通过多个不同的移相角二次绕组，可以组成等效相数为9相、12相、15相、18相、24相以及27相等整流变压器。变压器的一次侧直接入高压电网，其二次侧有多个三相绕组，它按0°、θ°、…、（60-θ）°等表示延边三角连接变压器二次侧的各低压三相绕组，同时表示各低压三相绕组线电压相对对应绕组的移相角。当每相由n个h桥单元串联时，θ=60°/n，实现了输入的多重化，形成6n脉波整流。这样，如果各h桥单元功率平衡，电流幅值相同，理论上一次侧输入电流中不含有6n±1以下各次谐波，并可提高功率因数，一般不需再配备无功补偿和谐波滤波装置。最适宜用于防火要求高、负荷波动大的环境中，如海上石油平台、火力发电厂、自来水厂、冶金化工、矿山建材等特殊的工作环境中。 多绕组干式移相整流变压器是根据不同的用户而设计，容量从200kva~10000kva不等，一次阻抗较大，变压器的效率＞98%，采用h级绝缘系统，绕组温升限值120k。为了提高电能质量，整流变压器的输出波形不像电力变压器在一个周期内只有三个正弦脉波，而是根据一次侧电压和装机容量，确定每台变压器在一个周期内的脉波数。高压变频调速技术目前呈现多样化，以西门子技术为代表的级联式多重化技术，基本可以做到完美无谐波，它采用整流变压器将多个低压模块叠加（串联）而形成高压输出，功率器件采用igbt，目前国内绝大多数高压变频器厂家都是采用这种技术。abb的acs5000系列变频器是三电平的拓朴结构，36脉波的整流变压器共有6个移相组，每两个移相组为一个变频单元供电，功率器件为igct，abb还有一种变频器采用12脉波整流逆变技术，其变压器采用三绕组形式。以ab（rockwell）为代表的18脉波整流逆变技术，其需要整流变压器采用三分裂形式。 整流变压器作为这一技术的重要构成，是伴随高压变频器的技术而出现并迅速发展的。
等效24脉波整流机组原理分析整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。目前，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台12脉波的整流变压器和与之匹配的整流器共同组成。理论上只要满足12相24脉波整流系统的要求，组成24脉波的2台变压器的联结组可以有很多种，如Dy5／Dd0一Dy7／Dd2、Dyll ／d0一Dyl／d2等。 12脉波整流采用的整流变压器为轴向双分裂式牵引整流变压器，变压器阀侧绕组采用d、Y接法；与之相匹配的单台整流器由2个三相6脉波全波整流桥组成，其中一个整流桥接至整流变压器二次侧“Y”型绕组，另一个整流桥接至整流变压器二次侧“△”型绕组，两个三相整流桥并联构成6相12脉波的整流变电系统。 单台12脉波整流机组输出波形如图1所示。 图1单台12脉波整流机组输出波形图 两套相同的十二脉波整流机组并联工作并不会改变整流脉波数，只有当两套机组的整流变压器网侧绕组分别移相+°和﹣°，并联工作时，才能形成等效二十四脉波整流。为了实现24脉波整流，两台整流变压器的基本联结组别可采用Dyll／Dd0和Dyl／Dd2。每个牵引变电所内并联运行的2台整流变压器原边绕组分别移相+°和一°，目前为了实现两台整流变压器在网侧实现±°的移相，在整流变压器原边采用延边三角形接法，其相量关系图如图2和图3所示。一次侧三角绕组联结（延边三角形）二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关系图 图2+°变压器向量关系图
一次侧三角绕组联结（延边三角形）二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关系图 图3﹣°变压器向量关系图 由于变压器网侧实现±°的移相，使2台整流变压器次边电压相位差45°，经整流器实际输出的直流波形有l5°的相位差，并联运行就构成了等效24脉波整流。整流机组的接线原理如图4，图4中整流变压器副边输出电压T。超前T：相位角15°。 T1联结组别：Dyll／d0T2联结组别：Dyl／d2 图424脉波整流机组原理
24脉波移相整流变压器设计 摘要：为了减少整流装置对电网产生的谐波污染，设计一种新型共轭式24脉波移相整流变压器，从而达到消除低次谐波的目的，同时采用该结构可大大降低变压器的材料成本。本文结合设计实例以供参考。 关键词：整流变压器；设计；24脉波；共轭式 一、前言 随着社会的发展，各种用电设备的不断增加，交流电网中谐波污染问题也日益突出。为了建造绿色电网的目标，国家制定了专门的标准GB/T14549-93《电能质量公用电网谐波》，供电部门正按照这一标准对各用电客户的谐波限制措施提出了严格的要求。特别是高能耗用电企业如氯碱化工、铝镁电解、电解铜等更是重中之重，其整流装置是主要的谐波污染源。当前对谐波的抑制措施主要有两种方式，一种是增加整流所的等效相数；另一种是安装滤波装置。本文只探讨与前者密切相关的单机组24脉波（两机组构成等效48脉波）移相整流变压器设计问题。 二、整流变压器设计实例 我公司2012年初接得山东某化工公司的食盐电解整流变压器合同，有两个系列，每个系列有两台ZHSFPT-21500/110整流变压器，单台24脉波，两台构成等效48脉波。整流方式为三相桥式整流，同相逆并联，冷却方式为强油风冷，变压器为主调合一免吊心结构。 (一)基本参数： 网侧电压：U1=110kV±10%，50Hz±1% 单机额定直流输出电压：Udn=550V 单机额定直流输出电流：Idn=4×8.1kA 调压范围：65~105%Udn 27级等差调压，M型开关 短路阻抗：10%，变压器效率：98.7% 高压中性点绝缘水平按60kＶ级考虑 补偿绕组容量:4000kV AR, 电压10kV
等效24脉波整流机组原理分析 整流机组就是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。目前,城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组,一般都由两台12脉波的整流变压器与与之匹配的整流器共同组成。理论上只要满足12相24脉波整流系统的要求,组成24脉波的2台变压器的联结组可以有很多种,如Dy5／Dd0一Dy7／Dd2、Dyl l／d0一Dyl／d2等。 12脉波整流采用的整流变压器为轴向双分裂式牵引整流变压器,变压器阀侧绕组采用d、Y接法;与之相匹配的单台整流器由2个三相6脉波全波整流桥组成,其中一个整流桥接至整流变压器二次侧“Y”型绕组,另一个整流桥接至整流变压器二次侧“△”型绕组,两个三相整流桥并联构成6相12脉波的整流变电系统。 单台12脉波整流机组输出波形如图1所示。 图1 单台12脉波整流机组输出波形图两套相同的十二脉波整流机组并联工作并不会改变整流脉波数,只有当两套机组的整流变压器网侧绕组分别移相+7、5°与﹣7、5°,并联工
作时,才能形成等效二十四脉波整流。为了实现24脉波整流,两台整流变压器的基本联结组别可采用Dyll／Dd0与Dyl／Dd2。每个牵引变电所内并联运行的2台整流变压器原边绕组分别移相+7、5°与一7、5°,目前为了实现两台整流变压器在网侧实现±7、5°的移相,在整流变压器原边采用延边三角形接法,其相量关系图如图2与图3所示。 一次侧三角绕组联结(延边三角形) 二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关系图 图2 +7、5°变压器向量关系图 一次侧三角绕组联结(延边三角形) 二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关系图 图3 ﹣7、5°变压器向量关系图
脉波整流原理 TTA standardization office【TTA 5AB- TTAK 08- TTA 2C】
等效24脉波整流机组原理分析整流机组是地铁直流牵引供电系统中的重要设备之一。目前，城市轨道交通多数采用等效24脉波整流机组，一般都由两台12脉波的整流变压器和与之匹配的整流器共同组成。理论上只要满足12相24脉波整流系统的要求，组成24脉波的2台变压器的联结组可以有很多种，如Dy5／Dd0一Dy7／Dd2、Dyl l／d0一Dyl／d2等。 12脉波整流采用的整流变压器为轴向双分裂式牵引整流变压器，变压器阀侧绕组采用d、Y接法；与之相匹配的单台整流器由2个三相6脉波全波整流桥组成，其中一个整流桥接至整流变压器二次侧“Y”型绕组，另一个整流桥接至整流变压器二次侧“△”型绕组，两个三相整流桥并联构成6相12脉波的整流变电系统。 单台12脉波整流机组输出波形如图1所示。 图1 单台12脉波整流机组输出波形图 两套相同的十二脉波整流机组并联工作并不会改变整流脉波数，只有当两套机组的整流变压器网侧绕组分别移相+°和﹣°，并联工作时，才能形成等效二十四脉波整流。为了实现24脉波整流，两台整流变压器的基本联结组别可采用Dyll／Dd0和Dyl／Dd2。每个牵引变电所内并联运行的2台整流变压器原边绕组分别移相+°和一°，目前为了实现两台整流变压器在网侧实现±°的移相，在整流变压器原边采用延边三角形接法，其相量关系图如图2和图3所示。 一次侧三角绕组联结（延边三角形）二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关系图
图2 +°变压器向量关系图 一次侧三角绕组联结（延边三角形）二次侧y结构向量关系图二次侧D结构向量关 系图 图3 ﹣°变压器向量关系图 由于变压器网侧实现±°的移相，使2台整流变压器次边电压相位差45°，经整流器实际输出的直流波形有l5°的相位差，并联运行就构成了等效24脉波整流。整流机组的接线原理如图4，图4中整流变压器副边输出电压T。超前T：相位角15°。
Novel Topologies of 24-Pulse Rectifier with Conventional Transformers for Phaseshifting A. N. Arvindan Department of Electrical &.Electronics Engineering, SSN College of Engineering, Anna University (Chennai), Chennai, India – 603 110 E-mail: lkana0@https://www.doczj.com/doc/0917986336.html, Anirudh Guha Department of Electrical &.Computer Engineering, University of Texas, Austin, TX 78712-0240, USA, E-mail: anuguha87@https://www.doczj.com/doc/0917986336.html, Abstract—Two 24-pulse rect i f i er topolog i es based on phase sh ft ng by convent onal magnet cs s proposed. Four 3-phase systems are obtai ned from a si ngle 3-phase source usi ng novel interconnection of conventional single- and 3-phase transformers. Phase shi fts of 15o and 30o are made usi ng phasor addi ti on of relevant li ne voltages wi th a combi nati on of si ngle-phase and three-phase transformers respect i vely. The four three-phase systems are mutually di splaced from each other by 15o. Each three-phase system feeds a 6-pulse di ode recti fi er and the four d ode rect f ers are ser es cascaded to prov de a 24-pulse dc output voltage. PSCAD based s i mulat i on and exper i mental results that confirm the design efficacy are presented. Keywords-Total harmonic distortion, Multipulse converter, Multipulse rectifier, Power quality, Pulse number I.I NTRODUCTION The conventional ac-dc converters are developed using diodes and thyristors to provide controlled and uncontrolled unidirectional and bidirectional dc power, however, these converters have problems of poor power quality in terms of injected current harmonics, resultant voltage distortion and slowly varying rippled dc output at load end, low efficiency, and large size of ac and dc filters.To overcome these drawbacks and meet contemporary power quality standards [1]-[3] it has become imperative to address power quality issues like reducing harmonic currents, higher power factor, lower EMI/RFI at input ac mains and well-regulated dc output. Increased awareness of power quality has led to the development of a new breed of ac-dc converters referred to as improved power quality ac-dc converters (IPQCs) [4],[5] that have been classified as switch-mode rectifiers, power-factor correctors, pulse width modulation rectifiers, multipulse rectifiers, etc. Multipulse rectifiers are unidirectional multipulse converters that are used for high power applications which involve high voltage and low current. This paper is about the design of magnetic for the realization of a 24-pulse rectifier involving the transformation of a single 3-phase system to four 3-phase systems using novel interconnections of conventional 3-phase and single-phase transformers. A 12-pulse rectifier is realized by cascading two 6-pulse rectifiers fed from two 3-phase systems displaced by 30o. The 24-pulse rectifier topology is obtained by cascading two 12-pulse rectifier systems which translates to cascading of four 6-pulse rectifiers fed from four 3-phase systems displaced by 15o. II.M ULTIPULSE C ONVERTERS The number of pulses in the dc output voltage within one time period of the ac source voltage is the pulse number. In high-power applications, ac–dc converters based on the concept of multipulse, namely, 12, 18, 24, 30, 36, 48 pulses are used to reduce the harmonics in ac supply currents. These are named as multipulse converters. They use either a diode bridge or thyristor bridge and a special arrangement of magnetics through transformers and tapped inductors.The variation of harmonics in the input current and the ripple frequency on the dc side for different pulse numbers are shown in Table I. A. Bidirectional Multipulse Converters These converters normally use thyristors and harmonics reduction is made effective with pulse multiplication [6], [7] using magnetics. The use of fully controlled thyristor bridge converters offers bidirectional power flow and adjustable output dc voltage. The use of a higher number of phases through an input multiple winding transformer and pulse multiplication using tapped reactor [8], and an injection transformer, reduces TH D to input ac currents and ripples in the output dc voltage. The cost and weight of input transformers can be reduced by using autotransformers [9]-[11] in low- and medium-voltage applications. B.Unidirectional Multipulse Converters Normally, diode bridges are used with a higher number of pulses for reducing harmonics in ac mains and reducing the value of ripple voltage in the dc output. These are developed in 12-, 18-, 24-, 30-, 36-, 48-pulse converters, through input multipulse auto/isolation transformers and ripple current TABLE I V ARIATION O F H ARMONICS A ND R IPPLE W ITH P ULSE N UMBER Pulse Number AC Harmonics Ripple Frequency Ripple Factor 1 1,2,3,… fs 1.21 2 1,3,5,…. 2fs 0.482 3 2,4,5,…. 3fs 0.182 6 5,7,11,…. 6fs 0.042 12 11,13,23,… 12fs 0.01 18 17,19,35,… 18fs 0.00643 24 23,25,47,… 24fs 0.0022 108 978-1-61284-379-7/11$26.00c 2011IEEE
24脉波整流相角差说明 要实现等效二十四相整流,就必须使两变压器T1和T2的低压输出之间移相15°(或45°)角,经过分析,我们在高压侧采用延边三角形移相方法。下面以Dy11d0联结组别为例，说明移相15°和移相45°的不同点。 1.移相15° 为了满足T1和T2低压输出之间相角差为15°的要求，若T1联结组别为D(-7.5°)y11d0，即在Dy11d0的基础上右移7.5°。根据高压侧延边三角形的移相原理，变压器T2联结组别为D(+7.5°)y1d0或D(-22.5°)y11d0便可达到两变压器相角差15°的目的。 方案一：联结组别为D(-7.5°)y11d0和D(+7.5°)y1d0的两台变压器组成24脉波整流时，此两台变压器的不同之处在于高压线圈外部连接杆连接以及低压的d接线圈的外部连接，因此，若两变压器进行互换时，需改变高压连接杆的外部连接和d接的低压线圈外部连接，但由于低压出线为焊接连接，其外部连接的更改是比较麻烦的，在变压器运行现场不能实现。因此，采用此方案，两台变压器的互相兼容性差，其备品备件要2台以上(各需要1台)。 方案二：联结组别为D(-7.5°)y11d0和D（-22.5°）y11d0的两台变压器组成24脉波整流时，此两台变压器的不同之处在于高压移相角度不同，高压线圈的设计不一样，此方案的缺点除了互换性差(需更换高压线圈才可达到互换的目的)以外，还存在两台变压器的移相角度偏差大，整流精度低等缺点。 2.移相45° 为满足T1和T2低压输出之间相角差为45°的要求，T1和T2的联结组别可分别为D(-7.5°)y11d0和D(+7.5°)y1d2，此两台变压器不同之处只在于高压线圈的外部连接不同，因此两台变压器的线圈在设计和工艺上完全相同的，它们只需改变外部连接杆连接位置便可满足各移相-7.5?和+7.5?的要求，使两台变压器具有很好的互换性，在变压器运行现场也可以实现互换，备品备件只需要1台便可，减少了设备的投资。另外，由于两台变压器是使用同一工艺和设计，相互间角度偏差小，提高了整流精度，达到更好的整流效果。 在各地铁项目中，我厂均采取相角差45°的方案进行24脉波整流变压器的设计，其互换性好，整流精度高，整流效果更优于相角差15°的方案，该方案已在广州地铁、上海地铁、北京地铁、大连轻轨、长春轻轨等项目中得到广泛的应用。