LED高效恒流驱动电源的设计指导书
第1章绪论
1.1 LED工作原理
1.1.1 LED发光原理
发光二极管（LED）是一种将把电能变成光能的器件，发光二极管的主要部份是由p型半导体和n型半导体组成的晶片，在P型半导体中，空穴占有绝对地位，而在N型半导体中电子占绝大多数。
在这两者之间是p-n结。
的大体工作过程是一个电变光的过程，当LED的p-n结由外部电路加上正向偏压时，P区的正电荷将向N区扩散，同时N区的电子也向P区扩散，电子与空穴结合然后释放能量，一部分能量由光的形式散发出来，这就是发光的原因。
不同大小的能量水平的差异，频率和波长的光的不同，相应的光的颜色是不同的，这便是LED发光原理。
1.1.2 LED光源的特点
1超低能耗
比起传统的白炽灯为首的白炽灯，至少节省20%以上的电量，节约了资源。
2超长寿命
传统的节能灯的寿命是2000~8000小时，而LED照明灯寿命可达5万~10万小时。
3响应时间短
LED灯的响应时间比传统的照明灯快几个数量级。
4工作电压低
LED的驱动电源既可以是高压电源又可以是低压电源，相比传统的照明灯，它更加适应电压的变化，电压发生变化的时候不容易损坏。
5绿色环保
符合欧盟标准，不会造成环境污染，并且LED可以被回收利用。
6坚固可靠
LED完全封装在循环氧树脂里面的LED，它比传统照明灯更加坚固不易损坏。
7不招蚊虫
因LED用二极管发光技术，使用的冷光源，所以不招蚊虫。
8自选颜色
可以通过不同的设计以及电流的大小来改变LED的颜色。
如小电流时为红色的LED，随着电流的增加，可以依次变为橙色，黄色，最后为绿色。
目前白色LED发光效率已经突破120LM/W，是白炽灯15LM/W的8倍，是荧光灯50LM/W的2倍多。
LED的光谱中没有紫外线和红外线成分，所以有害辐射小。
在散热良好的情况下，LED的光通量半衰期大于5万小时以上，可以正常使用20年，器件寿命一般都在10万小时以上，是荧光灯寿命的10倍，是白炽灯的100倍。
这种灯具具有非常好的节能长寿命特性，随着白色LED价格的不断降低，LED照明灯不但在节日彩灯装饰中广泛应用，而且逐步延伸到路面照明、民用照明等低照度要求的领域，全面进入实用化，并且在环保方面废弃物可以回收，没有荧光灯的汞污染问题，是国家重点发展的继白炽灯、荧光灯之后的第三代照明产业。
LED驱动电源原理
下图为超高亮LED的特性伏案特性曲线，即正向电流(IF)和正向压降(VF)的关系曲线，由曲线可知，当正向电压超过某个阈值，即通常所说的导通电压之后，可近似认为，IF与VF成正比。
表中是当前主要超高亮LED的电气特性。
当前超高亮LED的最高IF可达1A，而VF通常为2～4V。
（图1）
由于LED的光特性通常都表述为电流的函数，而不是电压的函数，（图2）是光通量(φV)与IF的关系曲线，因此，采用恒流源驱动可以更好地控制亮度。
此外，LED的正向压降变化范围比较大(最大可达1V 以上)，而由（图1）中的VF-IF曲线可知，VF的微小变化会引起较大的，IF变化，从而引起亮度的较大变化。
所以，采用恒压源驱动不能保证LED亮度的一致性，并且影响LED的可靠性、寿命和光衰。
因此，超高亮LED通常采用恒流源驱动。
（图2）
（图3）是LED的温度与光通量(φV)关系曲线，由（图3）可知光通量与温度成反比，85℃时的光通量是25℃时的一半，而-40℃时光输出是25℃时的1.8倍。
温度的变化对LFD的波长也有一些影响，因此，良好的散热是LED保持恒定亮度的前提。
（图3）是LED的温度与光通量(φV)关系曲线。
（图3）
一般LED驱动电路介绍
由于受到LED功率水平的限制，通常需同时驱动多个LED以满足亮度需求，因此，需要专门的驱动电路来点亮LED。
下面简要介绍LED概念型驱动电路。
阻限流电路
如（图4）所示，电阻限流驱动电路是最简单的驱动电路，限流电阻按下式计算。
（图4）
式中：Vin为电路的输入电压：IF为IED的正向电流; VF为LED在正向电流IF时的压降; VD为防反二极管的压降(可选); y为每串LED的数目；x为并联LED的串数。
由上图可得LED的线性化数学模型为：
式中：Vo为单个LED的开通压降; Rs为单个LED的线性化等效串联电阻。
则上式限流电阻的计算可写为：
当电阻选定后，电阻限流电路的IF与VF的关系为
由上式可知电阻限流电路简单，但是，在输入电压波动时，通过LED的电流也会跟随变化，因此调节性能差。
另外，由于电阻R的接人损失的功率为xRIF，因此效率低。
线性调节器介绍
线性调节器的核心是利用工作于线性区的功率三极管或MOSFFET作为一动态可调电阻来控制负载。
线性调节器有并联型和串联型两种。
（图5）a所示为并联型线性调节器又称为分流调节器(图中仅画出了一个LED，实际上负载可以是多个LED串联，下同)，它与LED并联，当输入电压增大或者LED减少时，通过分流调节器的电流将会增大，这将会增大限流电阻上的压降，以使通过LED的电流保持恒定。
由于分流调节器需要串联一个电阻，所以效率不高，并且在输入电压变化范围比较宽的情况下很难做到恒定的调节。
（图5）b所示为串联型调节器，当输入电压增大时，调节动态电阻增大，以保持LED上的电压(电流)恒定。
（图5）
由于功率三极管或MOSFET管都有一个饱和导通电压，因此，输入的最小电压必须大于该饱和电压与负载电压之和，电路才能正确地工作。
开关调节器介绍
上述驱动技术不但受输入电压范围的限制，而且效率低。
在用于低功率的普通LED驱动时，由于电流只有几个mA，因此损耗不明显，当用作电流有几百mA甚至更高的高亮LED的驱动时，功率电路的损耗就成了比较严重的问题。
开关电源是目前能量变换中效率最高的，可以达到90%以上。
Buek、Boost和Buck-Boost等功率变换器都可以用于LED的驱动，只是为了满足LED的恒流驱动，采用检测输出电流而不是检测输出电压进行反馈控制。
（图6）(a)为采用Buck变换器的LED驱动电路，与传统的Buek变换器不同，开关管S移到电感L 的后面，使得S源极接地，从而方便了G的驱动，LED 与L串联，而续流二极管D与该串联电路反并联，该驱动电路不但简单而且不需要输出滤波电容，降低了成本。
但是，Buck变换器是降压变换器，不适用于输入电压低或者多个LED串联的场合。
（图6）(b)为采用Boost变换器的LED驱动电路，通过电感储能将输出电压泵至比输入电压更高的期望值，实现在低输入电压下对LED的驱动。
优点是这样的驱动IC输出可以并联使用，有效的提高单颗LED 功率。
（图6）(c)为采用Buck—Boost变换器的LED驱动电路。
与Buek电路类似，该电路S的源极可以直接接地，这样方便了G的驱动。
Boost和Buck-Boosl变换器虽然比Buck变换器多一个电容，但是，它们都可以提升输出电压的绝对值。
因此，在输入电压低，并且需要驱动多个LED时应用较多。
（图6）
第2章开关式恒流驱动电源原理分析
2.1 LED驱动方式
常见的LED驱动方式有以下三种：阻容降压、隔离反激以及原边调节方案。
其中阻容降压式电路简单，成本低，但效率低，调节精度差，已被淘汰。
目前主要采用的是开关电源方式的隔离反激以及原边调节方案。
2.1.1 开关式稳压电源的基本工作原理
开关电源是通过控制晶体管的导通与截至的时间或频率，以达到稳定输出电压的一种电源。
相比线性电源，具有效率高、体积小、重量轻、适应电网电压范围宽等优点。
开关式稳压电源的控制方法可以分为脉宽调制（PWM）方法和频率调制（PFM）方法两种，在我们实行的工作和使用中，基本上都是用脉宽调制式开关稳压电源。
就当下的开发和设计的开关电源集成电路中，八成以上都是采纳脉宽调制型。
所以接下来我们就主要介绍脉宽调制式开关稳压电源。
脉宽调制式开关稳压电源的基本原理可参见下图：
图2-1 开关电源基本原理
从上图所示的单极性矩形脉冲可以看出，单极性矩形脉冲的宽度决定了U0的值，如果脉冲的宽度加宽，那么相应的直流电压也会增加。
Uo 可用以下公式计算得出结果：Uo= T1/T ×Um=DUm
其中T1是矩形脉冲宽度，T 为该矩形脉冲周期，Um 是矩形脉冲的峰值，D 为占空比。
从上面的公式我们可以得出结论，Uo 可以通过调节D 实现稳定。
2.1.2 AC/DC 开关式稳压电源的原理
图2-2 开关电源原理电路
交流电压AC 经过整流电路和滤波电路整流滤波后，含有脉动成分的直流电压，电压被开关变换器转换成方波电压，这个方波电压被调宽（或调频）后，再经整流滤波后成为我们所要求的DC 。
脉冲宽度调制部分的电路，包括抽样器、比较器、振荡器、脉宽调制、参考电压电路等等。
2.2 反激式概述
反激式(Flyback)变压器，英文名称：Flyback Transformer 。
变压器也称之为转换器、变换器。
反激式是指当初级线圈被变压器的直流脉冲电压激励时，负载没有变压器次级线圈提供的功率输出；只有当断开变压器初级线圈的激励电压时，负载才会有功率输出。
这就是反激式开关电源。
图2-3 反激式开关电源工作原理
反激式变压器有如下几点优点:1. 转换的效率高，2. 变压器匝比
ps N 数值小3. 电路简单，体积小，节
约成本。
2.2.1反激式开关电源的工作过程
以上图所示的电路为例，我们来分析一下反激式的工作原理。
当三极管VT导通的时候，即左侧电路构成通路，初级线圈绕组Np上有电流流过即Ip，并且开始储存能量。
从图中可以看出，初级线圈Np和次级线圈N2的极性是相反的，二极管反偏截至，能量也就无法进行传递，从而无法到达负载。
而当三极管VT 截至的时候，分析跟上述相反，二极管正向导通，能量到达负载，I0流过负载。
其过程的波形图如下：
图2-4 波形图
2.2.2反激式开关电源的工作方式
反激式变压器的工作方式大概有以下两种：其一是本次设计采用的工作方式，那就是DCM工作方式，即是电感电流不连续模式，其二是CCM工作方式，即使电感电流连续模式。
1. CCM ( Continuous Inductor Current Mode)，就是周期内开启时间所获得的能量在反激的时间里部份或者说不完全的传给输出端。
2. DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)，就是周期内开启时所储存的能量在周期内的反激时间完全或者说是全部流到输出端。
图2 CCM与DCM工作模式波形图。
2.3 原边反馈概述
2.3.1 PSR（Primary Switching Regulator，原边开关调节）控制原理
近两年由于PSR线路简单，成本低，所以在充电器，LED驱动应用方面相当流行。
先谈谈CV操作模式，现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采样，也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。
从而避开漏感尖峰。
PI是在高压开关关断2.5μｓ采样。
这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。
还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。
同时建议大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。
可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。
得到较高采样精度。
次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。
比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。
图片截自NCP1377规格书。
因为输出电流Io是次级电流（如下图的三角形）在一个工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T为工作周期。
由安匝平衡条件，Np*Ipk=Ns*Ipks，所以Ipks=Np*Ipk/Ns,将Ipks=Np*Ipk/Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2，得到：
Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns）/2。
由上式可以看出，Np,Ns 为常数，只要固定Ipk 和Td/T ，就可以得到固定的电流输出，即恒流（CC ）输出。
市面上很多IC 固定Ipk 的方式是限制初级MOS 取样电阻上的峰值电压，同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰，会加入一段消隐时间。
Td/T 是由IC 内部固定的。
OB 公司的是0.5（它是给出Td 同频率的关系），BYD 的1508是直接给出0.42。
仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值，而是给出了一个计算初级电流的公式。
也是间接告诉了Td/T 。
COP8155也是如此，通过计算Td/T=1/3=0.333。
在CC 时，在不同输出电压情况下，工作在PFM 模式以保证固定的Td/T 而实现稳定的输出电流。
这就是实现恒流的基本原理，输出电压变化时能保证电流不变。
只要保证IC 的Td/T 的精度，以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。
这两部分基本上取决于IC 。
取样电阻保证１％是没有问题的。
对于PSR 对电感量补偿的原理，当电感量低出设计正常值时，要达到同样的峰值电流需要的时间就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI 在DCM 模式时等于峰值电流，而峰值Ipk 电流是固定的（见上述）。
V 就是Vin,为常数，所以L 低会造成Δt 下降，也就是Ton （Δt =Ton ）下降。
根据伏秒平衡，Vp*Ton=Vs*Td,得Ton= Td*Ns/Np,Np,Ns 为常数，Ton 的下降同样也造成Td 下降。
由于Td/T 为固定值，Td 下降造成T 变小，所以频率就升高了。
但是由于有最高频率的限制,所以设计时要注意在最重负载时，频率不能工作在最高频率，这样电感量的变化将得不到补偿（通过调节频率）。
应适当低于最高工作频率。
电感量高出正常值时，结果当然是相反的。
Io=(Td/T)*（Np*Ipk /Ns ）/2。
只要Ipk,Td/T 不变，输出电流也就不变。
所以电感量变化引起的是频率的变化。
从公式P=1/2*L*I 2*f 也可以看出。
I 固定，输出功率不变，L 的变化引起的是频率f 的变化，但一定要
注意最高工作频率限制。
同时该公式还表明，I 固定，f 随P 减小而减小，从而可以减小电源的待机功耗，但要注意最低的频率要大于可闻频率（20KHz ），以免变压器产生可听到的“吱吱”噪声。
初级调节原理我们可以通过结合下面的原理图来进行分析。
负载的任何改变我们都可以通过辅助绕组(NAUX)的电压变化来监控。
我们用控制器打开MOS 管。
使其导通之后，初级绕组线圈电流I 从0线性上升到ipeak,其公式为
on p in peak t L V i ⨯= （2-1）
这个过程中初级绕组NP 已经把能量储存起来了，而当我们让MOS 管关闭之后，在初级绕组里面储存的能量将会发生转移，这个时候次级绕组线圈开始接受来自初级绕组的能量，能量移动的过程就这样完成了。
然后能量经过整容滤波电路之后，就可以加载到输出端上.
图2-5 原边反馈原理图
2.3.2 PSR电源的CV/CC工作区间
PSR电源的次级侧工作区间如下图所示。
电源启动后，在没有达到设定的恒流电路之前，输出电流随着输出电压的增加而增长（线性区）；当达到恒流调节状态（恒流区）时，通过调节输出电压补偿LED压降的温漂变化，使流过LED的电流保持恒定；当输出电压达到一定值时，将保持不变（恒压区）。
在没有副边电压和电流检测的时候采用原边控制的方法可以达到精确的恒压/恒流控制的目地.图1是
第3章 BP9022工作原理及技术参数
3.1 BP9022概述及原理
该BP9022控制器在开关模式电源应用广泛。
其高度集成的功能，例如在欠压锁定（UVLO），前沿消隐（LEB）和内置电缆补偿提供用户高效率和低成本的解决方案AC / DC电源的应用程序。
BP9022电源可以快速动态负载响应。
BP9022的待机电流略高，当进行LED优化了应用的时候。
此外，BP9022具有丰富开路保护、过压保护、温度保护，以消除外部保护电路，并提供可靠的操作。
BP9022提供SOP8封装。
典型应用电路（下图所示）
3.2 引脚功能
BP9022引脚功能3.3 BP9022内部工作框图
图3-3 BP9022内部框图
应用信息
BP9022A 是一款专用于LED 照明的恒流驱动芯片，采用专利的恒流架构和控制方法，芯片内部集成650V 功率开关，只需要极少的外围组件就可以达到优异的恒流特性。
采用了原边反馈技术，BP9022A 无需光耦及TL431反馈，也无需辅助绕组供电和检测，系统成本极低。
启动
系统上电后，母线电压通过启动电阻对VCC电容充电，当VCC电压达到芯片开启阈值时，芯片内部控制电路开始工作。
BP9022A内置17V稳压管，用于钳位VCC电压。
芯片正常工作时，需要的VCC电流极低，所以无需辅助绕组供电。
恒流控制，输出电流设置
芯片逐周期检测变压器原边的峰值电流，CS 端连接到内部的峰值电流比较器的输入端，与内部400mV 阈值电压进行比较，当CS 电压达到内部检测阈值时，功率管关断。
变压器原边峰值电流的计算公式为：
其中，RCS为电流采样电阻阻值。
CS比较器的输出还包括一个500ns前沿消隐时间。
LED 输出电流计算公式为：
其中，NP是变压器主级绕组的匝数，
NS是变压器次级绕组的匝数，
IP_PK是主级侧的峰值电流。
工作频率
系统工作在电感电流断续模式，无需环路补偿，最大占空比为42%。
推荐芯片最大工作频率为120KHZ。
芯片限制了系统的极限最小工作频率，以保证系统的稳定性。
工作频率的计算公式为：
其中，Lp是变压器主级侧电感。
过压保护电阻设置
开路保护电压可以通过ROVP 引脚电阻来设置，ROVP引脚电压为0.5V。
当LED 开路时，输出电压逐渐上升，退磁时间变短。
因此可以根据需要设定的开路保护电压，来计算退磁时间Tovp。
其中，
Lm 是原边电感量
Vcs 是CS关断阈值（400mV）
Nps 是变压器的原副边匝比
V ovp是需要设定的过压保护点
然后根据Tovp时间来计算Rovp 的电阻值，公式如下：
保护功能
BP9022A 内置多种保护功能，包括LED 开路/短路保护，CS电阻短路保护，VCC欠压保护，芯片温度过热调节等。
当输出LED 开路时，系统会触发过压保护逻辑并停止开关工作。
当LED短路时，系统工作在5KHz低频，CS关断阈值降低到200mV，所以功耗很低。
当有些异常的情况发生时，比如CS采样电阻短路或者变压器饱和，芯片内部的快速探测电路会触发保护逻辑，系统马上停止开关工作。
系统进入保护状态后，VCC电压开始下降；当VCC到达欠压保护阈值时，系统将重启。
同时系统不断的检测负载状态，如果故障解除，系统会重新开始正常工作。
过温调节功能
BP9022A具有过热调节功能，在驱动电源过热时逐渐减小输出电流，从而控制输出功率和温升，使电源温度保持在设定值，以提高系统的可靠性。
芯片内部设定过热调节温度点为150℃。
PCB 设计
在设计BP9022A PCB板时，需要遵循以下指南：
旁路电容
VCC的旁路电容需要紧靠芯片VCC和GND引脚。
ROVP电阻
开路保护电压设置电阻需要尽量靠近芯片ROVP引脚。
地线
电流采样电阻的功率地线尽可能短，且要和芯片的地线及其它小信号的地线分头接到母线电容的地端。
功率环路的面积
减小功率环路的面积，如变压器主级、功率管及吸收网络的环路面积，以及变压器次级、次级二极管、输出电容的环路面积，以减小EMI辐射。
NC 引脚
NC 引脚必须悬空以保证芯片引脚间距离满足爬电距离
DRAIN引脚
增加DRAIN引脚的铺铜面积以提高芯片散热。
第4章3W的LED灯驱动设计计算
4.1 3W BP9022方案LED恒流驱动电源
BP9022 LED 恒流驱动电源原理图
4.2系统设计方法（公式）
设计中用到的参数以及表达方式：
min -ac V ：交流最小输入电压； max -ac V ：交流最小输入电压； max -dc V ：母线输入电压最大值；
C1：主输入电容的容值； T ：开关管工作周期； f ：开关管工作频率； F L ：交流输入电压频率； Ton ：功率三极管开通时间；
Tdis ：输出电感放电（去磁）时间； Lp ：初级电感量； Ls ：次级电感量； Ipk ：初级电流峰值； Ipks ：次级电流峰值； Np ：初级线圈匝数； Ns ：次级线圈匝数；
Nps ：初次级线圈匝数比； Vo ：输出电压； Io ：输出电流；
V D ：输出二极管的正向压降； Vs ：V o 与V D 之和；
：变压器转换效率；
K ：芯片内部设定的比例参数； Rcs ：初级电流采样电阻；
csth V ：cs R 上电压的限制值；
D ：占空比。
已知条件：
交流输入电压：V min -ac =85V ，V max -ac =264V 输入交流电压频率F L =50KHz 系统工作频率f=60KHz 输出功率：Po=3W LED 个数：3/0.5=6
输出：V o=3*3.3=9.9V ，取10V ，（2并3串） 工作电流：Io=0.3A
η=75%
D ：通常取0.42 设计过程：
本次设计采用面积相乘法(AP)来对变压器进行设计。
根据设计的要求，选取EE 型磁芯。
AP 法选择磁芯的公式如下
AP=e w A A =
s
m j W 4O f B K D K 10P 10.433⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯+⨯ηη）（(见参考文献[3]) =
表4-1 磁芯规格
在上式中：
W A 为磁芯窗口面积，单位为2cm ，Ae 为磁芯截面积，单位为2cm ；
Kw 为窗口有效使用系数，
j
K 为电流密度，一般取J=200～600 A/cm2；
m B 为磁芯工作磁感应强度，单位为T ，一般为0.2~0.3T 。
根据求得的AP 查磁芯规格表，选择合适的磁芯。
为了使磁芯的窗口有效使用系数较高，尽可能选择窗口长宽之比较大的磁芯。
而且还能减小漏感。
根据AP=0.029cm4，从上面的磁芯规格表中查出的磁心规格为EE10。
AP=0.0287cm4，Ae=12.10mm2=0.121cm2。
1 最低母线输入电压
bulk
C C T *FL
21
I V 2V 2V O O 2
min _ac min -dc η）（
-⨯⨯⨯⨯-
⨯= （4-2）
=
最大输入母线电压为：
max
_ac max _dc V 2V ⨯= （4-3）
=
2 确定最大匝数比
系统在任何条件下都工作在不连续电流模式(DCM)，则应该满足：
dis
on T T T +≥ （4-4）
经过公式推导，可以转化为
=
+⨯⨯⨯≤)V 1
-
V 2K
V N O
dc_min ps D
O V η（
（4-5）
选择
ps
N =
3 计算初级尖峰电流Ipk 和电流采样电阻Rcs
=⨯==
63
.04ps o pk N KI I （4-6）
===
0.2
0.4
I V R pk csth cs （4-7）
4 确定初级电感量Lp
由以下公式可求出初级电感量：
=⨯⨯⨯=⨯⨯=
s
s f Po
f Pin Lp 2
pk 2pk I 2I 2η （4-8）
初级电感量的选取量应比计算的值略小一点，这里取：Lp=2mH 。
5 确定初级线圈匝数Np 计算初级匝数
=
⨯⨯=
⨯⨯=
25.01.122
.02A I pk Bm
e Lp Np （4-9）
取Np=132Ts
6 计算次级和辅助线圈匝数Ns 和Naux 次级线圈匝数为：
==
=
6
132
N N ps
p s N （4-10）
7 选取整流二极管D7
BV=
）
（f O ps
in_max
V V N V ++= （4-13）
选耐压302V 的SF26，Vrrm=400V ，IF(A V)=2.0A
9 变压器设计
1. EE10变压器绕制工艺设计与验证 Kj =4 A/2
mm
=
⨯⨯=j
k Vindc Po
AWp min η （4-14）
N1初级绕组：
dp= （4-15）
查表，取漆包线标称线径0.12mm ，最大外径为mm 。
N3次级绕组：AWs = J I O
（4-16）
=
ds= (4-17) =2
mm
查表，取漆包线标称线径0.315mm ，最大外径为0.417mm 。
最大外径为0.384mm 。
N2辅助绕组：
Awa=J 0.1
(4-18)
=2
mm
da= (4-19)
查表，取漆包线标称线径0.18mm ，最大外径为0. 229mm 。
（2）变压器规格
表4-2 变压器规格
图4-2线圈骨架结构图 表4-3绕制要求
备注：1、in P 6和7输出； 电气要求
1、电感量：P L （N1）=
2、漏感量：
S L （N1） 600uH ；
3、耐压： PRI （初级N1）---SEC （次级N3）2500VAC /5ma /60s
PRI （初级N1）/SEC （次级N3）---CORE 磁芯 1500VAC /5ma /60s 。
（1)确定初级绕组在骨架上绕的层数： 可得初级层数：
骨架类型 PIN 数目 脚距 排距 备注 EE10立式 PC40
4+4
2.54mm
7.75mm
Ae=12.1mm2
绕组 绕制要求
匝数 直径*根数 N1初级
3P in 起，in P 4收。
密绕 173Ts Ø0.10*1P N2反馈
in P 2起，in P 1收。
居中均匀绕
33Ts
Ø0.10*1P
6.9mm 0.147mm 173）
（⨯ =层。
取4层，每层分配173/4=43.25圈。
(2)初级绕组所占厚度： 4⨯0.147=0.588mm
(3) 确定次级在骨架上绕的层数：
6.9mm 0.384mm 35）
（⨯ =层。
取2层，每层分配35/2=17.5圈。
(4)次级绕组所占厚度： 2⨯0.384=0.768mm
(5) 确定辅助绕组在骨架上绕的层数：
6.9mm 0.229mm 33）
（⨯ =层。
取2层，每层分配33/2=16.5圈。
(6)次级线圈所占厚度： = mm
(7)线包单边厚度为：
=
⨯+++++TAPE 2N TAPE N TAPE N a s p mm （ 4-20）
EE10磁芯规格尺寸如下图所示：
图4-4 EE10磁芯规格
图4-5 磁芯尺寸规格
可见单边槽的厚度为：= mm
骨架壁厚为：
= mm
容纳绕组的厚度为：
=mm
可见. ，合格。
