第25卷第4期
2006年10月
电工电能新技术
Advanced T echnology of E lectrical Engineering and Energy
V ol.25,N o.4Oct.2006
收稿日期:2006204214
作者简介:赵志英(19792),女,江苏籍,硕士研究生,研究方向为功率电子变换技术;
龚春英(19652),女,浙江籍,教授,博士,主要从事航空电源,电力电子与电力传动技术的研究。
变压器分布电容对高频高压反激变换器的影响及其抑制措施
赵志英,秦海鸿,龚春英
(南京航空航天大学航空电源重点实验室,江苏南京210016)
摘要:随着单端反激变换器在高频高压场合的应用,变压器寄生参数的控制对电路的正常运行以及性能优化尤为关键。文中对变压器分布电容对电路的影响进行了透彻分析,给出了一般性的模型,并以高输入电压低输出电压场合为例,对该模型进行了等效处理,继而详细分析了分布电容对电路工作产生的影响,归纳出有意义的结论,并基于以上研究,提出控制寄生参数的工程方法,并通过实验验证了文中分析的正确性及抑制方法的实用性。关键词:分布电容;反激变换器;高频高压;斜坡补偿
中图分类号:T M46 文献标识码:A
文章编号:100323076(2006)0420067204
1 引言
随着应用场合输入、输出电压等级的提高,以及为适应小型化要求而采用更高开关频率的发展趋势下,反激变换器的正常运行及性能优化越来越受到
其变压器寄生参数的限制[1]
。变压器的寄生参数主要是漏感和分布电容。很多研究人员对该变换器中变压器漏感已作了详实的研究,得出很多有意义的
结论[2,3]
。本文主要针对变压器另一重要的寄生参数———分布电容对电路工作的影响进行研究,探讨变压器漏感与分布电容的有效控制措施及合理匹配方案,从而优化整机性能。首先给出计及漏感和分布电容的变压器模型,继而给出了变压器分布电容对电路工作的影响,分析了具体的工作模态,从而归纳出一些有意义的结论。基于以上研究,提出控制寄生参数及合理匹配漏感和分布电容的措施。
2 计及分布电容的变压器模型
很多文献在讨论变压器寄生参数对反激变换器
整机工作的影响时,只对漏感进行了详细的讨论,而忽略了分布电容的影响,这在开关频率相对较低情况下尚可接受,但随着开关频率的提高及输入输出电压等级的提高,分布电容对整机工作的影响程度会大大增加,采用只考虑漏感的变压器模型已无法准确预测变换器的工作情况及解释实际工作中出现
的一些特殊现象[4,5]
,必须采用同时考虑漏感和分布电容的变压器模型,来逼近真实情况。
文献[6]给出四种仅考虑分布电容时的变压器模型,这些模型具有不同的精度,适用于开关电源的E MI 传导分析,并不适合于实际电路分析。采用有限元分析方法,进行数值求解可获得较精确的变压
器模型,但计算量较大[7]
。经过对比分析,本文认为文献[8]提出的变压器模型较为适用于工程应用分析,其中两绕组的变压器可以用图1所示的二端口网络表示。变压器模型由电感、电容、电阻和一个两绕组的理想变压器组成。其中,L s1、L s2、L m 分别表示原副边漏感和磁化电感;R 1、R 2、R m 分别代表与原副边铜损及变压器铁损相对应的折算阻值,这三个参数均与开关频率有一定关系。C s1、C s2分别代表原边、副边的匝间电容,C s12代表原边绕组与副边绕组之间的分布电容。
图1 考虑分布参数时的两绕组变压器模型
Fig.1 T w o 2port trans former representation with stray capacitance
作为机内辅助电源,反激变换器较多地应用于
输入高压、输出低压的场合,在原理分析及设计中,上述模型可作进一步的等效简化处理。因原边匝数一般较多,常绕成多层结构,
原边绕组等效分布电容和漏感均较大,而对于高压输入,开关转换时分布电容储能变化较大,对变换器产生的影响也较大。而副边匝数一般较少,等效分布电容和漏感均较小,且输出低压,分布电容储能变化较小,相应产生的影响也较小,故忽略副边绕组的寄生参数。从而得到图2所示的简化等效模型。
图2 高频变压器简化模型
Fig.2 S im plified circuit m odel of high 2frequency trans former
3 分布电容对反激变换器的影响
文中以图3所示RC D 箝位反激变换器在DC M
工作模式下的情况为例,分析变压器分布电容对高压高频反激变换器的影响,给出主要工作模态分析。
在分析之前,作如下假设:(1)箝位二极管D 1为理想器件,所有电感、电容均为理想元件;(2)输出滤波电容C o 足够大。
图3 RC D 箝位反激变换器
Fig.3 Flyback converter with RC D clam p netw ork
计及分布电容和漏感后,变换器每周期共有图4所示的5个主要工作模态,图5给出主要工作
波形。
(1)模态1 [t 0～t 1]
开关管S 开通之前,变压器绕组电压电流为零,C s 储能为零,S 承受的电压为V DS =V in 。t =t 0时刻,S 导通,等效分布电容C s 两端电压将发生变化,电容C s 通过开关管充电,在输入电压一定时,充电电流幅值取决于开关管的开通速度。至t =t 1时刻,开关管完全导通,即C s 两端电压等于V in 时,原边电流才开始线性上升。如图4(a )所示。
(2)模态2 [t 1～t 2]
如图4(b )所示,在t 1～t 2时段内,开关管S 处于通态,原边电流线性上升,磁化电感储存能量。(3)模态3 [t 2～t 3]
如图4(c )所示,t 2时刻,S 管关断,但由于L s
和C s 之间的能量交换以及S 管结电容充电,L m 中的磁化电流不能迅速传递到副边,具有一定的延迟时间。在此期间内,变压器原边漏感会产生幅度很高的反电势,如果不对它进行吸收,它会与变压器初级线圈之间的分布电容进行来回充放电,即产生高频振铃。加上RC D 箝位网络后,由于箝位电容C 充电时与变压器初级线圈之间的分布电容并联,C 的作用会使产生振铃的频率大大降低,幅度也降低。此能量转换过程将一直持续到t 3时刻,等效分布电容充电至V Cs =-V o Πn 。(4)模态4 [t 3～t 4]
t 3时刻,等效分布电容充电至V Cs =-V o Πn ,副
边二极管导通,变压器磁化电流线性下降。在此模态中原边开关管S 承受的电压为:V DS =V in +V o Πn ,直至t 4时刻,L m 中能量传递结束。(5)模态5 [t 4～t 5]
t 4时刻,磁化电感能量释放完毕,副边二极管
关断。绕组分布电容与漏感、功率管漏源寄生电容发生谐振,V Cs 、V DS 波形出现振荡,其振荡衰减过程与电路阻尼程度有关。
由上分析可见,高频高压反激变换器中变压器分布电容对电路的影响可以归纳为:
(1)原副边绕组的寄生电容会对电路产生影
响。在绕组电压发生变化时,分布电容中的能量发生变化,就会在变压器内部和主电路回路中产生高频的振荡环流,使变压器和功率器件的损耗增加,并且产生高频电磁辐射。如果采用峰值电流控制,采样到的原边电流波形的正确性直接影响到变换器的闭环稳定性。
(2)变压器绕组电压越高,分布电容储存的能量越大,在开关管导通瞬间,这部分能量瞬时流动,在变压器内部及主电路中产生较大电流尖峰,影响开关管工作的可靠性。所以,应对变压器分布电容进行合理控制。
(3)开关管开通速度越快,绕组电压的变化速度就越快,从而绕组分布电容中的能量流动也会越快,形成较大电流尖峰。开关管开通速度较慢,虽然
86 电工电能新技术
第25卷
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图4 反激变换器在DC M 工作模式下的模态
Fig.4 W orking m odes of DC M flyback
converter
图5 反激变换器主要工作波形
Fig.5 Main waveforms of flyback converter
能够减小分布电容引起的电流尖峰幅值,但会使尖,,电流的相移,不利于系统闭环设计。为此必须合理设计驱动电路,控制开关管开通速度,使其与电路其他参数匹配。
4 减小变压器分布电容影响的控制方法
减小变压器分布电容影响的控制方法主要从变压器的工艺设计来考虑,可以采用Z 型绕法、分段式绕法或蜂窝式绕法,这些方法都可不同程度地减少
变压器的分布电容[1,9]
,但这些绕制工艺都相对复杂,而且会降低窗口利用率。而且当变压器采用常规绕法,分布电容已经很小时,再通过改善绕法来减小分布电容的效果已不明显。而且这些工艺方法都有一个共同特点,即在减小分布电容的同时,漏感可
能会稍有增大,如果一味地减小分布电容必然导致漏感增加,这种做法不能为电路正常工作所允许,又会出现新的问题。
除了采用改进变压器绕制工艺的方法来减小分布电容之外,仍可考虑从提高电路的抗干扰方面着手改进,峰值电流控制型变换器采用斜坡补偿,可以使性能得到很大改善。峰值电流控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。误差电压信号送至PW M 比较器后,并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波电压斜坡比较,而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波形信号比较,然后得到PW M 脉冲关断时刻。因此峰值电流控制不是用电压误差信号直接控制PW M 脉冲宽度,而是直接控制输出侧的电感电流大小,然后间接地控制PW M 脉冲宽度。
又因电流控制型变换器在占空比大于015时,存在开环不稳定性,进行斜坡补偿后电源才能正常工作
[10]
。然而在小电感纹波电流下斜坡补偿也是十
分必要的。因为电流型控制方式需要利用电感电流作为控制变量,所以希望电感电流是一个干净的锯齿波形。当电感电流上升斜率较小时,电流在导通期间变化小,对噪声的敏感程度升高,尤其在开关管开通时刻,由于电流控制信号来自主电路,功率级电路中的谐振会给控制环带来噪声,特别是变压器寄生电容和输出二极管反向恢复电流产生的电流波形前沿尖峰,是很麻烦的噪声源。而斜坡补偿相当于
增加了电流上升斜率,使电流在开通时间内变化量变大,因而起到了抑制干扰的作用,可以解决高压小功率场合及轻载时的不稳现象。
加入斜坡补偿的方法有两种,一种是在误差电压处加入斜坡补偿电压,另一种是在采样电压处加入斜坡补偿。补偿斜坡可以由振荡器获得。两种补偿方法其结果是等效的,由于后者便于实现,故在文中采用。图6给出斜坡补偿电路,电流控制芯片为
UC3842。振荡器锯齿波电压的峰峰值ΔV OSC 经射极跟随器后,再经R 1和R 2构成的分压网络,产生斜坡补偿电压叠加到电流反馈电压上,实现斜坡补偿。
R 1和R 2的值决定了斜坡补偿量。耦合电容C 1去
掉了振荡器电压的直流分量,仅将交流分量耦合到
R 2。电容C 2和R 1组成RC 滤波电路,抑制反馈电
流上升沿瞬时脉冲的干扰。C T 和R S 是定时电容和电流检测电阻。
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赵志英,等:变压器分布电容对高频高压反激变换器的影响及其抑制措施
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图6 斜坡补偿电路
Fig.6 S lope com pensation circuit
5 实验验证
为验证上述分析,设计了一个300V 输入、15V
输出,采用峰值电流控制,工作于DC M 模式的反激变换器。变压器采用G U18Π11,原边采用Ф011mm 漆包线,共86匝,副边采用Ф014mm 漆包线,共7匝,采用原2副2原的三明治绕法,开关频率为200kH z 。
图7给出原边电流波形,上通道为开关管S 的驱动波形,下通道为原边电流波形。可见,变压器较大分布电容的存在,引起很大的电流干扰,采用RC 滤波很难滤除,轻载时变换器会出现不稳定现象
。
图7 未加斜坡补偿时的原边电流波形
Fig.7 Primary current waveforms before slope com pensation
多次改进变压器绕制方法后,因高压场合绝缘
和绕线匝数多等因素的限制,分布电容仍相对较大,对干扰电流的抑制作用不明显。于是通过外加斜坡补偿来提高电路抗干扰能力。图8给出外加斜坡补偿后的原边采样电流波形,以及原边开关管漏源电压波形及副边电流波形。
对比图7和图8可见,在高频高压场合,分布电容会引起原边电流较大尖峰,不利于闭环控制,在轻载时,会引起变换器不稳定工作。合理地控制分布电容并通过外加斜坡补偿来提高电路的抗干扰性能,效果明显,从而验证了文中分析
。
图8 加斜坡补偿后的电路主要工作波形
Fig.8 Main waveforms after slope com pensation
6 小结
随着反激变换器开关频率的进一步提高,分布电容对整机工作的影响已不容忽视。特别是在高频高压场合,因输入电压较高,匝间电容储能的增加会明显影响电源的稳压精度、稳定性及整体效率。本析,给出了变压器模型,继而详细分析了分布电容对电路工作产生的影响,归纳出有意义的结论,并基于以上研究,提出控制寄生参数的工程方法,并通过实验验证了文中分析的正确性及抑制方法的实用性。参考文献(References ):
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R esearch of GE small w orld GIS based outage analysis system
K UANG H ong 2hai ,XI AO Shen 2ping
(C ollege of Metallurgy ,Hunan P olytechnic University ,Hunan Zhuzhou 412000,China )
Abstract :This paper presents the outage analysis system based on geographic information system (GE Smallw orld GIS ).Outage analysis system is the tool for creation and maintenance of the feeder connectivity m odel which traces the electric connection from substation to the customer.Outage analysis system can serve as the graphical point for information on the distribution netw orks.It makes outage analysis and analog outage analysis real 2time display in GIS map.The GE Smallw orld GIS based outage analysis is a decision support tool for distribution netw ork operators and provides them excess am ounts of data quickly.Outage analysis system may interact with other utility information systems in an integrated environment ,and it is the key of the integrative outage management system for distribution netw ork.The study indicates this system is very g ood in an practical application.It has g ood performance on outage management.K ey w ords :GE Smallw orld GIS ;outage analysis ;outage management
(上接第70页,cont.from p.70)
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I nfluences and suppression method of transformer winding capacitance
in high 2frenquency high 2voltage flyback converter
ZH AO Zhi 2ying ,QI N Hai 2hong ,G ONG Chun 2ying
(Nanjing University of Aeronautics &Astronautics ,Nanjing 210016,China )
Abstract :High 2frequency operation of flyback converter has made it clear that parasitic com ponents ass ociated with power trans former have great influences in the behavior of the converter.Leakage inductance and stray capacitance are tw o major parasitic com ponents.But the latter has received little attention in designing trans former.Winding capacitance plays m ore im portant role in the real w orking of the high 2v oltage converters and should be taken into consideration.First ,a relative sim plified trans former m odel is given through com paris on of existing m odels.And for different applications ,this basic m odel is further sim plified for convenience in the engineering analysis.Then for high input v oltage and low output v oltage applications ,effects of parasitic winding capacitance on the operations of high 2v oltage ,high 2frequency flyback converter are analyzed with design guidelines deduced.At last ,s ome experimental results are given ,which verify the correctness of analysis and practicability of proposed suppression method.
K ey w ords :stray capacitance ;flyback converter ;high 2frequency high 2v oltage ;slope com pensation
57第4期匡洪海,等:基于GE Smallw orld GIS 的停电分析系统研究
高频逆变器中高频变压器的绕制方法 用EE55等高频磁芯制作高频逆变器,其中高频变压器的线包绕制最好参考一下电子管音响功率放大器中音频输出变压器的绕制方法.这种变压器因为要在音频20Hz~20KHz范围内力求做到平坦响应,绕法讲究,顶级的电子管音频输出变压器的频响范围甚至做到了10Hz~100KHz,而用的磁芯不过就是高矽硅钢片而已. 以大家在坛子中讨论最多也用得最多的“SG3525A(或KA3525A、UC3525)+场管IRF3205(或MTP75N06等)+EE55磁芯变压器”组合为例,功率可做到500W以上,工作频率一般在20~50KHz.其中的EE55磁芯变压器,大家一般是低压绕组(初级)3T+3T,中心抽头,高压绕组(次级)75T. 要制作好它就要注意两点: 一是每个绕组要采用多股细铜线并在一起绕,不要采用单根粗铜线,因为高频交流电有集肤效应.所谓集肤效应,简单地说就是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的(实际是越靠近导线中轴电流越弱,越靠近导线表面电流越强).采用多股细铜线并在一起绕,实际就是为了增大导线的表面积,从而更有效地使用导线.例如初级的3T+3T,你如果用直径2.50mm的
单根漆包线,导线的截面积为4.9平方毫米,而如果用直径0.41mm的漆包线(单根截面积0.132平方毫米)38根并绕,总的截面积也达到要求.然而,第二种方法导线的表面积大得多(第一种方法导线的表面积为:单股导线截面周长×股数×绕组总长度=2.5×3.14×1×L=7.85L,第二种方法导线的表面积为:单股导线截面周长×股数×绕组总长度=0.41×3.14×38×L=48.92L,后者是前者的48.92L/7.85L=6.2倍),导线有效使用率更高,电流更通畅,并且因为细导线较柔软,更好绕制.次级75T高压绕组用3~5根并绕即可. 二是高频逆变器中高频变压器最好采用分层、分段绕制法,这种绕法主要目的是减少高频漏感和降低分布电容.例如上述变压器的绕法,初级分两层,次级分三层三段.具体是: ①绕次级高压绕组第一段.接好引出线(头),先用5根并绕次级高压绕组25T,线不要剪断,然后包一层绝缘纸(绝缘纸要薄,包一层即可,否则由于以下多次要用到绝缘纸,有可能容不下整个线包),准备绕初级低压绕组的一半. ②绕初级低压绕组的一半.预留引出线(头),注意是预留,因为后面要统一并接后再接引出线,以下初级用“预留”一词时同理.用19根并绕3T,预留中心抽头,再并绕3T,预留引出线(尾),线剪断.在具体操作时这里还有一个技巧,即由于股数多,19股线一次并绕不太方便,扭矩张力也大,就可以分做多次,如这里可分做三次,每次用线6到7股,这样还可绕得更平整.注意三次的头、中、尾放在一起,且绕向要相同.然后又包一层绝缘纸,准备绕次级高压绕组
高频变压器的设计 高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。 高频变压器的设计通常采用两种方法[3]：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。 注意： 1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。 2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。 单片开关电源高频变压器的设计要点 高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。 单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性（EMC）。为此，一个高效率高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容要小等条件。 高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，应尽量选择较粗的导线，并取电流密度J=4～10A／mm2。 高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流铜阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。可供选用的导线线径与开关频率的关系曲线如图1所示。举例说明，当f=100kHz时，导线直径理论上可取φ0.4mm。但为了减小趋肤效应，实际可用更细的导线多股并绕，而不用一根粗导线绕制。 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。对于一个符合绝缘及安全性标准的高频变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的1％～3％。要想达到1％以下的指标，在制造工艺上将难于实现。减小漏感时可采取以下措施：o减小初级绕组的匝数NP； o增大绕组的宽度（例如选EE型磁芯，以增加骨架宽度b）；
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
变压器的漏感与分布电容影响分析 漏感与分布电容对输出波形的影响开关电源变压器一般可以等效成图2-43所示电路。在图2-43中，Ls为漏感，也可称为分布电感，Cs为分布电容，为励磁电感，R为等效负载电阻。其中分布电容Cs还应该包括次级线圈等效到初级线圈一侧的分布电容，即次级线圈的分布电容也可以等效到初级线圈回路中。图2－43 开关电源变压器等效电路设次级线圈的分布电容为C2，等效到初级线圈后的分布电容为C1，则有下面关系式：上式中，Wc2为次级线圈分布电容C2存储的能量，Wc1为C2等效到初级线圈后的分布电容C1存储的能量；U1、U2分别为初、次级线圈的电压，U2 = nU1，n = N2/N1为变压比，N1 、N2分别为初、次级线圈的匝数。由此可以求得C1为：C1 = n2C2 （2-121）（2-120）式不但可以用于对初、次级线圈分布电容等效电路的换算，同样可以用于对初、次级线圈电路中其它电容等效电路的换算。所以，C2亦可以是次级线圈电路中的任意电容，C1为C2等效到初级线圈电路中的电容。由此可以求得图2-43中，变压器的总分布电容Cs为：Cs = Cs1 + C1 = Cs1 +n2C2 （2-122）(2-122)式中，Cs为变压器的总分布电容，Cs1为变压器初级线圈的分布电容；C1为次级线圈电路中总电容C2（包括分布电容与电路中的电容）等效到
初级线圈电路中的电容；n = N2/N1为变压比。图2-43开关变压器的等效电路与一般变压器的等效电路，虽然看起来基本没有区别，但开关变压器的等效电路一般是不能用稳态电路进行分析的；即：图2-43中的等效负载电阻不是一个固定参数，它会随着开关电源的工作状态不断改变。例如，在反激式开关电源中，当开关管导通时，开关变压器是没有功率输出的，即负载电阻R等于无限大；而对于正激式开关电源，当开关管导通时，开关变压器是有功率输出的，即负载电阻R既不等于无限大，也不等于0 。因此，分布电感与分布电容对正激式开关电源和反激式开关电源工作的影响是不一样的。图2-44和图2-45分别是开关电源变压器与电源开关管连接时的工作原理图和各点工作电压的波形图。在图2-44中，当开关管Q1导通时，无论是对正激式开关电源或反激式开关电源，分布电感Ls都会对流过开关管Q1的电流Id起到限制作用，即降低Id的电流上升率，这对保护开关管是有好处的；因为，开关管刚导通的时候，电流在管芯内部是以扩散的形式由一个点向整个面扩散的，如果电流上升率太大，很容易使开关管因局部面积电流密度过大造成损伤。分布电感Ls和分布电容Cs可以看成是一个串联振荡回路，当开关管Q1开始导通的时候，输入脉冲电压的上升率大于串联振荡回路自由振荡电压的上升率，因此，振荡回路开始吸收能量，输入电压对Ls和Cs进行充电，此时，振荡
高频变压器工作原理及用途 简介 是作为开关电源最主要的组成部分。开关电源中的拓扑结构有很多。比如半桥式功率转换电路，工作时两个开关三极管轮流导通来产生100kHz的高频脉冲波，然后通过高频变压器进行变压，输出交流电，高频变压器各个绕组线圈的匝数比例则决定了输出电压的多少。典型的半桥式变压电路中最为显眼的是三只高频变压器：主变压器、驱动变压器和辅助变压器（待机变压器），每种变压器在国家规定中都有各自的衡量标准，比如主变压器，只要是200W以上的电源，其磁芯直径（高度）就不得小于35mm。而辅助变压器，在电源功率不超过300W时其磁芯直径达到16mm就够了。 工作原理 变压器是变换交流电压、电流和阻抗的器件，当初级线圈中通有交流电流时，铁芯（或磁芯）中便产生交流磁通，使次级线圈中感应出电压（或电流）。 变压器由铁芯（或磁芯）和线圈组成，线圈有两个或两个以上的绕组，其中接电源的绕组叫初级线圈，其余的绕组叫次级线圈。 用途 高频变压器是工作频率超过中频（10kHz）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次： 10kHz- 50kHz、50kHz-100kHz、100kHz～500kHz、500kHz～1MHz、1MHz以上。传送功率比较大的情况下，功率器件一般采用 IGBT，由于IGBT存在关断电流拖尾现象，所以工作频率比较低；传送功率比较小的，可以采用MOSFET，工作频率就比较高。 制造工艺 高频变压器的制造工艺要点一。 绕线 A 确定BOBBIN的参数 B 所有绕线要求平整不重叠为原则 C 单组绕线以单色线即可,双组绕线必需以双色线或开线浸锡来分脚位,以免绕错 D 横跨线必需贴胶带隔离 1. 疏绕完全均匀疏开
开关变压器第十四讲分布电容分析 作者：康佳集团彩电技术开发中心总体技术设计所所长/高级工程师陶显芳 开关电源电压输入回路的滤波电感，其分布电容的大小对EMC指标的影响非常大，因此也需要对滤波电感线圈的分布电容构成以及原理有充分的理解。从原理上来说，滤波电感线圈的分布电容与开关变压器线圈的分布电容基本上是没有根本区别的；因此，对分布电容的分析与计算方法，对滤波电感线圈同样有效。 开关变压器初、次级线圈的分布电容，对开关电源性能指标的影响也很重要，它会与变压器线圈的漏感组成振荡回路产生振荡。当输入脉冲电压的上升或下降率大于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就吸收能量，使输入脉冲波形的前、后沿都变差；而当输入脉冲电压的上升或下降率小于振荡波形的上升或下降率的时候，振荡回路就会释放能量，使电路产生振荡。如果振荡回路的品质因数比较高，电路就会产生寄生振荡，并产生EMI干扰。 另外，开关电源电压输入回路的滤波电感，其分布电容的大小对EMC指标的影响非常大，因此在这里也需要对滤波电感线圈的分布电容构成以及原理有充分的理解。从原理上来说，滤波电感线圈的分布电容与开关变压器线圈的分布电容基本上是没有根本区别的，因此，对变压器线圈分布电容的分析与计算方法，对滤波电感线圈同样有效。 开关变压器初、次级线圈的分布电容与结构有关，因此，要精确计算不同结构的开关变压器初、次级线圈的分布电容难度比较大。下面我们先以最简单的双层线圈结构的开关变压器为例，计算它们的初级或次级线圈的分布电容。 图2-41是分析计算开关变压器线圈之间分布电容的原理图。 设圆柱形两层线圈之间的距离为d，高度为h，平均周长为g 。假定两层线圈之间沿高度的电位差为线性变化，即： 设两个线圈相对应的两表层间的电场近似均匀分布，即近似平板电容器的电场，那么，根据（2-112）式就可以求得该电场贮存
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：
高频链中高频变压器的分析与设计 文章作者：四川成都西南交通大学龙海峰郭世明江苏南京国电南京自动化股份有限公司呙道静 文章类型：设计应用文章加入时间：2004年9月6日14:54 文章出处：电源技术应用 摘要：高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体 积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。叙述了高频变压器的设计过程。 实验结果证明该设计满足要求。 关键词：高频链；高频变压器；逆变器 引言 MESPELAGE于1977年提出了高频链逆变技术的新概念[1]。高频链逆变技术与常规的逆变技术最 大的不同，在于利用高频变压器实现了输入与输出的电气隔离，减小了变压器的体积和重量。近年来， 高频链技术引起人们越来越多的兴趣。 1 概述 图1是传统的逆变器框图。其缺点是采用了笨重庞大的工频变压器和滤波电感，导致效率低，噪 音大，可靠性差。另外，谐波含量大，波形畸变严重，与要求的优质正弦波相差甚远。
图2所示为电压源高频链逆变器的框图，该方案是当今研究的最先进方案[2]，也是本文中采用的方案。采用此方案有其一系列的优点，诸如，以小型的高频变压器替代工频变压器；只有两级功率变换；正弦波质量高；控制灵活等。高频变压器是高频链的核心部件，肩负着隔离和传输功率的重任，其性能好坏直接决定逆变器的性能好坏。不合格的变压器温升高，效率低，漏感严重，输出波形畸变大，直接影响电路的稳定性和可靠性，甚至损坏开关器件，导致实验失败。 2 高频变压器的设计 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。各种磁芯物理性能及价格比如表1所列。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。本文采用的就是铁氧体材料。 表1 各种磁芯特性比较表
高频高压变压器分布电容的分析与处理 曾光1,金舜1,史明2 (1.西安理工大学,西安710048; 2.西安电信分公司,西安710003) 摘要:在分析高频变压器分布参数机理的基础上,以高压直流LCC谐振变换器为例,阐述了高频高压变压器分布电容给电路带来的不利影响,提出了一种补偿方法,并进行了仿真和实验。介绍了高频高压变压器分布电容的测试方法,推导了补偿电感的计算公式,综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验证明该方法是正确的。 关键词:高频;变压器/分布电容;LCC谐振 中图分类号:T M433文献标识码:A文章编号:1000-100X(2002)06-0054-04 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-frequency and High-voltage Transformer ZENG Guang1,JIN Shun1,SHI Ming2 (1.X i.an Univer sity of T echnology,X i.an710048,China;2.Xi.an T elecom,Xi.an710003,China) Abstract:On the basis of analyzing the mechanism of distributed parameters in hig h frequency transformer,and w ith an instance of LCC resonant converter,the disadvantages of distributed capacitance in high-frequency and high-v oltage tr ansformer are described.T he compensat ion met hod,the waveforms o f bot h simulation and ex periment,and the method of measur ing distr ibuted capacitance ar e g iven.F ormula for calculat ion compensation inductance is derived.T wo methods are used in solving the trouble.Experimental results verify the correctness of the t heory. Keywords:hig h frequency;transformer;distributed capacitance;LCC resonant 1前言 随着开关电源频率的不断增加,在满足了减小开关电源体积要求的同时,也带来了一系列新的问题。例如分布参数在高频情况下对电路的影响不能再被忽略。在开关型电源电路中,高频变压器是电气隔离、传输能量、电压变换的重要元件。在高频情况下,许多应用于工频的变压器设计方法不再适用,解决好高频变压器的分布参数问题非常重要。 2高频变压器分布参数模型及对分布参数问题的一般解决办法 文献[1]指出:变压器的分布参数主要是漏感和分布电容。分布电容主要是匝间电容和层间电容。建立了一个绕组的分布参数模型(图1),再经过叠加折算得到整个变压器的分布参数模型。 根据图1a经计算可得绕组的等效并联电容C c =Ci/(N-1)(N>1)。等效电容C c一般是皮法数量级,在工频时可忽略,但在高频时其对变压器的影响不容忽视。该分布电容由变压器结构、材料、体积、绕制工艺等因素决定,目前不可能完全消除。 收稿日期:2002-06-13 定稿日期:2002-08-08 作者简介:曾光(1957-),男,江西人,副教授,研究方 向为电力电子与电力传动 。 图1绕组的分布参数模型 对待该电容的处理主要有两种方法,一是利用,二是补偿。如果系统需要在变压器端口并联一个电容,正好可以利用分布电容作为该并联电容,不仅解决了分布电容带来的危害,还减少了元器件的数量。这是最为积极有效的办法。反之,若在变压器端口并联电容会给系统带来危害,则必须减弱其影响。主要是通过工艺上的改进和在变压器外部对其进行补偿。下面通过工程中实例高压直流LCC谐振变换器,详细阐述两种方法的应用。 3LCC主电路原理介绍 该电源输入工频220V电源,输出直流电压0~ 10000V,输出最大功率500W。 主电路由两级变换电路组成,前级为Buck降压电路,用以稳压;后级为LCC谐振电路,为开关器件提供零电压开通条件。变压器次级采用高压硅堆整 54
图1 开关电源原理图 本文介绍了一款如图1所示的DC—DC变换器，输入电压为直流24V，输出电压分别为5V及12V的多路直流输出。要求各路输出电流都在lA以上，核心器件是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片UC3842，最高工作频率可达200k Hz。根据锌锰铁氧体合金的优异电磁性能，通过具体示例介绍工作频率为100kHz的高频开关电源变压器的设计及注意事项。 2变压器磁芯的选择与工作点的确定 2．1 磁芯材料的选择 从变压器的性能指标要求可知，传统的薄带硅钢已很难满足变压器在频率、使用环境方面的设计要求。磁芯的材料只有从坡莫合金、
铁氧体材料、钴基非晶态合金和超微晶合金几种材料中来考虑。坡莫合金、钴基非晶态价格高，约为铁氧体材料的数倍，而饱和磁感应强度
B s也不是很高，且加工工艺复杂。考虑到我们所要求的电源输出功率并不高，大约为30W，因此，综合几种材料的性能比较，我们还是选择了饱和磁感应强度B s较高，温度稳定性好，价格低廉，加工方便的性价比较低的锌锰铁氧体材料，并选以此材料作为框架的E I28来绕制本例中的脉冲变压器。 2．2工作点的确定 根据相关资料，EC35输出功率为50W，饱和磁感应强度大约在2 000Gs左右。买来的磁芯，由于厂家提供的磁感应强度月，值并不准确，可用图2所提供的方式粗略测试一下。将调压器接至原线圈，用示波器观察副线圈输出电压波形。将原线圈的输入电压由小到大慢慢升高，直到示波器显示的波形发生奇变。此时，磁芯已饱和，根据公式： U＝4．44f N1Φm可推知在工频时的Φm值。要求不高时，可根据测算出的Φm，粗略估算出原线圈的匝数， 。
摘要：反激变换器的高频运行表明功率变压器寄生参数对变换器的性能影响很大。变压器的寄生参数主要是漏感和分布电容，而设计过程中往往很少考虑分布电容。该文给出了适用于工程分析的变压器高频简化模型，分析高频高压场合变压器寄生参数对反激变换器的影响。继而给出寄生参数的确定方法，并基于此分析，提出控制寄生参数的工程方法，研究不同的绕组绕制方法和绕组位置布局对分布电容大小的影响，并通过实验验证了文中分析的正确性及抑制方法的实用性。 关键词：电力电子；分布电容；反激变换器；变压器；高频高压 0 引言 单端反激变换器具有拓扑结构简单，输入输出隔离，升降压范围宽，易于实现多路输出等优点，在中小功率场合具有一定优势，特别适合作为电子设备机内辅助电源的拓扑结构。变压器作为反激变换器中的关键部件，对变换器的整机性能有着很大影响。随着变换器小型化的发展趋势，需要进一步提高变换器的开关频率以减小变压器等磁性元件的体积、重量[1-3]。但高频化的同时，变压器的寄生参数对变换器工作的影响却不容忽视[4-12]。变压器的寄生参数主要是漏感和分布电容。以往，设计者在设计反激变压器时，往往只对变压器的漏感加以重视。然而，在高压小功率场合，变压器分布电容对反激变换器的运行特性及整机效率会有很大影响，不可忽视[8-13]。对设计者而言，正确的理解这些寄生参数对反激变换器的影响，同时掌握合理控制寄生参数的方法，对设计出性能良好的变压器，进而保证反激变换器高性能的实现颇为重要。为此，文中首先给出变压器寄生参数对反激变换器的影响分析，同时给出这些寄生参数的确定方法，并对变压器的不同绕法以及绕组布局对分布电容的影响进行了研究，对绕组分布电容及绕组间分布电容产生的影响作了分析，最后进行了实验验证。1 变压器寄生参数对反激变换器的影响如图1，给出考虑寄生参数后的高压输入低压输出RCD 箝位反激变换器拓扑。其中，Ll、Lm 分别表示原边漏感和磁化电感，C11 为原边绕组分布电容，C13、C24 表示原边与副边绕组不同接线端之间的分布电容。根据反激变换器的工作原理，反激变压器铁心工作于单向磁化状态，且需要一定的储能能力。为防止铁心饱和，通常在变压器磁路中留有较大气隙，但这会使得变压器有较大漏磁，造成较大的漏感。当功率开关管关断时，由于漏感的存 在，会在开关管上激起很高的电压尖峰[12-14]。漏感能量吸收方法有多种，图1 电路是采用RCD 箝位
如何根据电力变压器容量选择无功补偿电容器的大小 怎样正确选用电力电容器，如下几点供用户参考： 1、用户购买电力电容器最好直接到生产厂家或由生产厂家授权的代理商处购买，这样防止购买假冒伪劣的产品。 2、用户在选用电力电容器时，应注意电力电容器的产品外观是否完整，有无碰损，及生产厂家的名牌、厂址、质保卡、合格证、说明书等是否齐全。（厂名不全，如“威斯康电气公司”就是厂名不全，齐全的厂名应如“上海威斯康电气有限公司”。通讯地址等不详的产品，用户最好不要购买，以防发生意外事故。）购买前最好与生厂厂家联系证实一下产品售后服务等情况。 3、用户在购买电力电容器时，还应注意标牌上的各种数据：如额定电量KVAR、电容量uf、电流是否对，最好用UF表测量一下，用兆欧表测一下绝缘电阻，生产成套装置的厂家有条件的话可抽查耐压是否符合国家标准。 用户购买电力电容器时，不能只讲究价格便宜，俗话说“便宜没好货、好货不便宜”。一般电容器产品的价格差异是基于其成本的高低。如原材料的优劣：制造电力电容器的电容膜，有铝膜与锌铝膜两种，两者的价格相差很大，用锌铝膜制造的电容器相对成本高，当然质量也不同。此外，电容膜的优质一等品与二等品的价格不同，质量也不同。因此，用户在购买电容器时，价格是次要的，产品的质量才是最重要的。 4、安装使 用电力电容器，安全可靠的方法是：安装之前，将每台电力电容器测量后，将产品序号做好纪录，再依次安装。值得注意的一点，生产成套装置的厂家应考虑到电容补偿柜的运输问题。如果将电容器安装好后运输，很容易造成电容器因运输途中的路面颠簸而碰撞损坏（特别是容量大的电容器因其自身高度和重量，最易因此受到损坏）。方便而有效的解决办法是：在起始点对电容补偿柜装上电容器进行测试后，将电容补偿柜（空柜）和电力电容器分开运输，直到最终目的地（直接用户处）再进行安装。 用户只要对电力电容器选用得当，可为企业提高经济效益，为设备运行与人身财产提供安全的保证。 二、对环境的原因直接影响到电力电容器的寿命。电压过高与冲击电流对电力电容器是致命损害。所以选用电力电容器时，应向生产厂家提供下列几点情况，这样生产厂家可为用户生产专用的电容器。 1、电力电容器设计温度标准45℃，超过45℃对电容器影响很大。（如上海虹桥机场国内候机楼配电房，其里面温度比外界的自然温度高出许多，普通电容器被封闭在柜子里，温度则更高。导致电容器在高温状态下发热过度，引起膨胀、漏液。而
高频高压变压器分布电容的分析与处理 摘要：本文在分析高频变压器分布参数机理的基础上，以高压直流LCC谐振变换器为实例，阐述了高频高压变压器分布电容对电路带来的不利影响，提出了一种补偿的方法，进行了仿真和实验，提出了高频高压变压器分布电容的测试方法，推导了补偿电感的计算公式，综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验结果表明该方法的正确性。 关键词：分布电容高频变压器 LCC谐振 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-Frequency and High-Voltage Transformer Jin Shun1 ， Zheng Guang1 ，Shi Ming2 （Xi’an University of Technology, Xi’an 710048, China; Xi’an Telecom, Xi’an 710003,China） Abstract: On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distributed Capacitance High Frequency Transformer LCC Resonant 1 前言
多次级高压变压器的分布电容 摘要：分布电容是多次级高压变压器固有的寄生参数，它直接影响电路的工作性能。本文从分布电容的产生机理出发，通过传统绕制和pcb迭绕两种工艺的比较，最后以实测波形来说明了分布电 容对电路性能的影响。 关键词：分布电容；多次级高压变压器；传统绕制； pcb迭绕 中图分类号：tm433 文献标识码：a 文章编号：2095-1302(2012)02-0036-03 distributed capacitance of multi-level high-voltage transformer xie fei-yan, zhang ling-di (state key laboratory of electronic thin films and integrated devices, university of electronic science and technology of china, chengdu 610054, china) abstract： the distributed capacitance is inherent in the multi-level high-voltage transformer parasitic parameters, which directly affects the circuit performance. according to the generation mechanism of distributed capacitance, through comparing the traditional method of winding and the technology of pcb diego around, the measured waveform is used to illustrate the influence of distributed capacitance
高频高压变压器分布电容的分析与处理 金舜1 曾光1 史明2 （1.西安理工大学，西安 710048；2.西安电信分公司，西安 710003） 摘要：本文在分析高频变压器分布参数机理的基础上，以高压直流LCC谐振变换器为实例，阐述了高频 高压变压器分布电容对电路带来的不利影响，提出了一种补偿的方法，进行了仿真和实验，提出了高频高 压变压器分布电容的测试方法，推导了补偿电感的计算公式，综合使用了两种针对分布电容的处理方法。 实验结果表明该方法的正确性。 关键词：分布电容高频变压器 LCC谐振 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-Frequency and High-Voltage Transformer Jin Shun1 ， Zheng Guang1 ，Shi Ming2 （Xi’an University of Technology, Xi’an 710048, China; Xi’an Telecom, Xi’an 710003,China）Abstract: On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distributed Capacitance High Frequency Transformer LCC Resonant 1 前言 随着开关电源频率的不断增加，在满足了减小开关电源体积要求的同时，也带来了一系列新的问题。例如 分布参数在高频情况下对电路的影响就不能再被忽略。在开关型电源电路中，高频变压器是电气隔离，传
变压器的设计过程包括五个步骤: ①确定原副边匝数比； 为了提高高频变压器的利用率,减小开关管的电流,降低输出整流二极管的反向电压,减小损耗和降低成本,高频变压器的原副边变比应尽量大一些. 为了在任意输入电压时能够得到所要求的电压,变压器的变比应按最低输入电压选择.选择副边的最大占空比为 ,则可计算出副边电压最小值为: ,式中, 为输出电压最大值, 为输出整流二极管的通态压降, 为滤波电感上的直流压降.原副边的变比为: ②确定原边和副边的匝数； 首先选择磁芯.为了减小铁损,根据开关频率 ,参考磁芯材料手册,可确定最高工作磁密、磁芯的有效导磁截面积、窗口面积 .则变压器副边匝数为: .根据副边匝数和变比,可计算原边匝数为 ③确定绕组的导线线径； 在选用导线线径时,要考虑导线的集肤效应.所谓集肤效应,是指当导线中流过交流电流时,导线横截面上的电流分布不均匀,中间部分电流密度小,边缘部分电流密度大,使导线的有效导电面积减小,电阻增加.在工频条件下,集肤效应影响较小,而在高频时影响较大.导线有效导电面积的减小一般采用穿透深度来表示.所谓穿透深度,是指电流密度下降到导线表面电流密度的0.368(即: )时的径向深度. ,式中, , 为导线的磁导率,铜的相对磁导率为 ,即:铜的磁导率为真空中的磁导率 , 为导线的电导率,铜的电导率为 . 为了有效地利用导线,减小集肤效应的影响,一般要求导线的线径小于两倍的穿透深度,即 .如果要求绕组的线径大于由穿透深度所决定的最大线径时,可采用小线径的导线多股并绕或采用扁而宽的铜皮来绕制,铜皮的厚度要小于两倍的穿透深度 (4)确定绕组的导线股数 绕组的导线股数决定于绕组中流过的最大有效值电流和导线线径.在考虑集肤效应确定导线的线径后,我们来计算绕组中流过的最大有效值电流. 原边绕组的导线股数:变压器原边电流有效值最大值 ,那么原边绕组的导线股数 (式中,J 为导线的电流密度,一般取J=3~5 , 为每根导线的导电面积.). 副边绕组的导电股数:①全桥方式:变压器只有一个副边绕组,根据变压器原副边电流关系,副边的电流有效值最大值为: ;②半波方式:变压器有两个副边绕组,每个负载绕组分别提供半个周期的负载电流,因此其有效值为 ( 为输出电流最大值).因此副边绕组的导线股数为(5)核算窗口面积 在计算出变压器的原副边匝数、导线线径及股数后,必须核算磁芯的窗口面积是否能够绕得下或是否窗口过大.如果窗口面积太小,说明磁芯太小,要选择大一点的磁芯;如果窗口面积
0 引言 近年来，开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。 但是，由于开关电源工作过程中的高频率、高d i/d t和高d v/d t使得电磁干扰问题 非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证，使得对开关电 源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今，如何降低甚至消除开关电源的 EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容（EMC）设计师非常关注的 问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。 1 开关电源的干扰源分析 开关电源产生电磁干扰最根本的原因，就是其在工作过程中产生的高d i/d t和高 d v/d t，它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电 容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都 是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波，比如开关 管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波，周期的倒数决定了波形的基 波频率；两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分 量的频率值，典型的值在MHz范围，而它的谐波频率就更高了。这些高频信号 都对开关电源基本信号，尤其是控制电路的信号造成干扰。 开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声，例如， 通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰 等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声，如开关管和整流管的电流尖峰产生 的谐波及电磁辐射干扰。 如图1所示，电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰，开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰（如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰）。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰，另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力。下面具体分析开关