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自制磁悬浮装置Magnetic Levitation张皓2009.5.6 china磁悬浮是一项很有发展前途的项目，我在网上找到两种控制方法，一种是利用模拟运算放大器进行PD控制 ,另一种是通过AVR单片机进行软PD控制，我参照了运放的电路制作了装置，磁铁终于悬浮在空中了.悬浮的效果结构如图,传感器放置在下方感知磁铁磁场强度,通过电路,反馈控制上方线圈的电流,使磁铁处于动态的平衡中.装置的电感从日光灯泡的电子镇流器中卸出,为合适,将下方两侧的磁芯切除,保留中间和上方的磁芯.封闭的磁芯使磁力线从磁芯穿过,就很难吸引下方磁铁了.磁芯有无的影响:有磁芯可以增强线圈的磁场,降低线圈数与能耗,此外磁芯与磁铁的吸引力可以抵消一部分重力,但是有磁芯磁铁就不能太靠近电感,否则会被牢牢吸住.总之有磁芯的利大于弊.支架利用打火机弯曲有机玻璃制成。
首次焊接的电路(图片)，效果不理想，电路基准与比例共用一个运放，调试困难，输出电流不是呈直线,于是我改进了电路:各运放的接法与功能列表如下如果使用集成霍尔元件，无需限流，分压电阻也要调整。
基准与比例电路分离。
22UF电容为微分电容，串一小阻值电阻，否则一些毛刺就会使输出电压上下振动。
IC-F2输出端的LED指示磁场的强弱,2k电阻避开LM324的0.7V死区电压。
IC-F3恒流源用于消除三极管放大倍数影响。
续流二极管防止电感反激电流损坏三极管，三极管选用中大功率管.4.7UF、104仅用于消除电感的声音噪声。
磁铁有三种不稳定情况,如上图所示,其中前两种最终会导致生效,第一种可通过滤波或微分电路消除,第二种遇到后我想来好长时间,感谢上帝帮助,只要下面固定一重物就可以解决了.实际操作中我在磁铁下方粘贴了一块马赛克玻璃,就不会倾翻了.调试过程：将磁铁放于底座(霍尔传感器上方)，强度指示LED亮，然后缓慢离开.在合适的高度,如果LED仍然亮,顺时针调节基准电位器,直到LED熄灭.接通线圈电路,磁铁即悬浮半空中昨天跑赛格买元件，没白买了。
数字单周期电流控制在电磁悬浮系统中的应用蒋启龙;梁达;阎枫【摘要】在串级控制的电磁悬浮系统中,电流环的响应速度和精度对整个悬浮控制起着至关重要的作用.为了加快悬浮系统电流环的响应速度以及减小跟随误差,基于TMS320F28335设计了EMS(electromagnetic suspension system)的数字单周期控制(digital one-cycle control,D-OCC)电流控制器.以悬浮斩波器为研究对象,建立起D-OCC的数学模型,对额定悬浮工作点处斩波器电流的D-OCC算法进行了详细推导;通过Simulink平台对算法进行仿真验证,并将D-OCC的电流环投入到实际悬浮系统中进行悬浮实验.实验结果表明:对频率为5Hz,幅值为3A的方波信号进行跟随时,传统PID控制在方波上升沿和下降沿均存在一定的超调,且稳定后存在不小于20 mA的跟随误差,D-OCC在调节过程中不存在超调,且稳定后没有跟随误差,说明D-OCC算法能够实现对指令电流快速、准确跟随;采用电流环D-OCC的悬浮系统起浮过程需要约0.4 s的调整时间,并且悬浮稳定后可以克服50％荷载扰动和1.5mm气隙扰动,说明该方法可以实现系统稳定悬浮,且具有较强的鲁棒性能.【期刊名称】《西南交通大学学报》【年(卷),期】2019(054)001【总页数】10页(P封2,1-8,22)【关键词】电磁悬浮系统;串级控制;电流环;斩波器;D-OCC【作者】蒋启龙;梁达;阎枫【作者单位】西南交通大学电气工程学院,四川成都611756;西南交通大学电气工程学院,四川成都611756;磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室,四川成都611756;西南交通大学电气工程学院,四川成都611756【正文语种】中文【中图分类】V221.3电磁吸力悬浮系统具有非线性、不自稳的特点，为达到稳定悬浮的目的，一般采用气隙-电流双环控制，其中气隙外环根据气隙指令和实际气隙通过一定控制律获得电流指令信号；电流内环依据电流指令信号调节电磁铁线圈中电流，进而改变电磁吸力大小，最终实现系统稳定悬浮[1]. 电磁铁线圈属于大感性负载，会限制电流响应速度和跟随精度，从而影响到系统悬浮效果[2]. 电流环的作用就是让线圈电流快速、准确地跟随指令电流信号.为满足悬浮系统要求，电流环应具备以下特点：（1）在噪声限制允许的范围内，电磁铁电流能够快速、精确地跟随指令电流[3]；（2）有较强的鲁棒特性，以增强系统的抗扰动性能[4]；（3）电流纹波应尽可能小，以避免悬浮力波动[5]. 在现存的电流控制中，基于bang-bang控制原理的电流环时间最优控制具有跟踪速度快的优点，但误差带较大，系统在受到随机扰动时极易失稳；次速电流控制结合了最速电流控制和PI控制的优势，电流调整速度与最速电流控制相当，且克服了最速电流控制抗干扰性能差的缺点[6]，但存在参数不易整定及控制状态切换点难以选择的不足，且达到稳态时会存在一定的跟随误差.为了改善电流响应性能，程金路等[7]和张东升等[8]分别采用有限拍算法和三步电流控制法来加速电流响应，但都存在计算复杂的缺点.数字单周期控制理论是20世纪90年代初提出的一种非线性大信号PWM（pulse width modulation）控制理论[9]，其基本控制思想是保证每一个开关周期中开关变量与控制参考量相等或成比例. 该方法被广泛运用在电压型控制AC-DC和DC-DC功率变换器的控制中，且主要通过模拟电路来实现[10-11].由于单周期控制存在实现简单、鲁棒性强的优点，近年来有学者致力于单周期控制方法的数字化实现[12-16]. 文献[17-18]基于对一个开关周期电流波形高速多次采样，构建了数字形式的积分器来实现数字单周期控制（digital one-cycle control，D-OCC）；文献[19]在一个开关周期内对电流采样一次，并假设该开关期间电流为常数，忽略了开关周期内电感电流的变化，对系统瞬态性能的影响. 上述内容中，D-OCC方法都是在AC-DC电路中实现的，对此文献[20]提出将单周期算法应用于悬浮系统DC-DC功放电路控制中，实现了对指令电流的跟踪，但未与其他控制方法的跟随效果进行比较，也未在实际系统中验证是否满足悬浮系统的性能要求. 本文基于TMS320F28335 设计了EMS （electromagnetic suspension system）的D-OCC电流控制器，并将之应用到在实际悬浮系统的电流控制中进行悬浮实验.实验结果表明，与电流环PID （proportion integration differentiation）控制相比，采用D-OCC具有更加平稳的动态响应性能.1 悬浮系统及斩波器模型EMS的反馈线性化模型如式（1）所示[21].式中：i（t）为电磁铁线圈电流大小；z（t）为悬浮气隙；g为重力加速度；u（t）为电磁铁线圈两端电压；μ0为真空磁导率；m为电磁铁等效荷载；N为电磁铁线圈匝数；A为有效磁极面积；R为线圈内阻；fd为外力扰动.根据式（1）给出的数学模型，可得EMS的气隙-电流双环控制结构如图1所示[22]，其中：z0为初始悬浮气隙；iref为电流指令.图1 悬浮系统气隙-电流双环控制结构Fig.1 Air gap-current double loopcontrol structure of EMS图1 所示控制系统结构的电流环部分传统方法采用PID控制，本文则采用D-OCC. 结合斩波器电路，该部分具体结构如图2所示，其中，Vgs1和Vgs2为驱动脉冲. 图2 悬浮斩波器电路及D-OCC原理示意Fig.2 Schematic diagram of chopper circuit and D-OCC为了进一步研究D-OCC算法，首先对斩波器工作原理进行分析. 为达到电流快速调节的目的，斩波器一般采用S1、S2同时通断的控制方式. 由于悬浮系统稳定工作时线圈电流连续，且当S1、S2同时导通时，负载两端承受正向电压，电源给负载提供能量，线圈电流增加；当S1、S2同时关断，负载两端承受反向电压，能量从负载回馈至电源，线圈电流减小. 因此斩波器的数学模型可用式（2）进行描述.式中：UDC为直流母线电压；L为电磁铁的线圈等效电感.假设悬浮电磁铁在额定点（z0，i0）邻域工作，悬浮气隙微小的变化对线圈电感、电阻的影响可以忽略；开关频率较快，且电磁铁线圈电感足够大，在一个开关周期内电感电流可以认为是线性变化的，则斩波器的数学模型简化为式（3）.式中：R0、L0分别为电磁铁线圈在额定工作点的等效电阻和等效电感；iav为被采样开关周期的平均电流；Δi+、Δi- 分别为对应周期内开关导通期间和关断期间线圈电流的变化量；Ts为开关周期；d为开关占空比.悬浮线圈中电阻的存在限制了斩波器输出电流的大小，从而也就决定了系统在额定工作点的电流必须满足式（4）.当线圈电流达到i0并维持恒定时，要求一个开关周期内开关导通期间电流增加量与断开期间电流减小量相等，则此时占空比如式（5）所示.式中：d0为系统处于额定工作点时维持电流恒为i0所需的开关占空比.由式（5）可知，维持恒定电流的占空比与电流大小呈现一次线性关系，斜率大小为 R /(2UDC) ，所需占空比随着电流增加而增大.2 电流D-OCC原理D-OCC的基本思想就是通过计算并给定开关占空比，使得采样开关周期内满足 i a v=iref .以一个开关周期为研究阶段，则在悬浮线圈工作过程中存在电流增加、电流平衡和电流减小3种状态. 设电流在第n开关周期变化量为Δi（n），则在电流增加状态∆ i(n)＞0 ，电流平衡状态∆ i(n)=0 ，电流减小状态∆ i(n)＜0 .以TMS320F28335为控制器，当采用增-减计数模式PWM波作为开关驱动时，3种电流状态的DOCC 波形分别如图 3（a）～（c）所示.图3中：TBPRD和TBPHS分别为数字处理器时基周期寄存器和时基相位寄存器的值；ik为时刻tk线圈电流大小；Δik为时间段tk～tk+1内电流增量；ΔI为一个开关周期电流增量.以电流增加状态为例进行分析. 电流增加状态的控制波形如图3（a）所示，第n 开关周期电流变化量Δi（n）＞ 0，而每个开关周期又可以根据电流变化方向分为3个不同时间段：（1）时间段 t1～t2在时间段 t1～t2，S1、S2同时导通，D1、D2关断，负载承受正向电压，线圈电流增大，由式（3）得电流增量方程为（2）时间段 t2～t3在时间段 t2～t3，S1、S2同时关断，D1、D2导通，负载承受反向电压，线圈电流减小，电流增量方程为（3）时间段 t3～t4时间段t3～t4与时间段t1～t2类似，电流增量方程为因此可得在增减计数PWM模式下，开关周期内电感电流的增量方程为由式（9）可以推导出，该开关周期的开关占空比为在采用图3给出的PWM控制波形情况下，周期内平均电流iav如式（11）所示.图3 不同电流状态增-减计数PWM模式D-OCC波形Fig.3 Waveform of D-OCC based on up-down count PWM mode in different current states根据D-OCC思想 i a v=iref ，可以得到：将式（12）代入式（10），可得到最终占空比如式（13）.式中：i1为周期初始电流.由式（13）可知，在恒压供电的方式下，每个周期只需要采样周期电流初值与参考电流大小即可计算出开关占空比大小，而悬浮系统中参考电流由气隙控制器给定. 上述给出D-OCC算法中开关占空比的计算过程. 对比式（6）和式（7）可知，开关导通时线圈电流增加速率小于开关关断时电流减小速率，且两者之间的差值随着平均电流的增加而增大. 因此，对初始电流为0的线圈负载施加满足式（5）所示占空比的PWM驱动波形时，线圈电流将以先快后慢的速率增加，当电流均值达到i0时，每个开关周期的电流增量为0 （单个周期开关开通期间电流增加量与关断期间电流减小量相等）.3 单周期电流控制仿真及实验为验证单周期电流控制算法的有效性，利用Simulink软件进行仿真验证，并对电流环D-OCC的悬浮模型与电流环PID控制的悬浮系统进行仿真和实验比较.3.1 仿真及实验参数磁浮小车的单电磁铁模型参数如表1所示.表1 单电磁铁模型参数Tab.1 Single electromagnet model parameters4 ×10-7初始悬浮气隙/m z0 0.0065参数符号取值电磁铁等效荷载/kg m 6.5电磁铁磁极面积/m2 A 0.003 75电磁铁线圈数/匝 N 500真空磁导率/（H·m-1）μ π为使仿真结果与实际系统相对应，D-OCC算法仿真参数依据实际系统设定，具体参数如表2所示.表2 仿真参数Tab.2 Simulation parameters参数符号取值直流母线电压/V UDC 48开关频率/kHz f 20线圈等效电阻/Ω R0 2线圈等效电感/mH L0 90.62表2中：线圈等效电阻通过离线测量所得，线圈等效电感则根据公式 L0=µ0N2A/(2z0) 计算得出.3.2 仿真及实验参数根据表2给出的参数建立D-OCC的电流环仿真模型，对偏置为3 A，幅值为3 A，频率为5 Hz的方波指令电流进行跟随的仿真波形如图4所示. 由图4可知，D-OCC和PID控制下电流都可以快速跟随指令电流，电流稳定时两种控制方式的纹波幅值均为5 mA，但无论如何调节参数，PID控制始终存在不小于20 mA的稳态误差，且随着指令电流值的增加，稳态误差有增大趋势. 而在相同条件下，D-OCC则可以精确跟随指令值，不存在稳态误差. 仿真结果表明，对指令电流跟随效果的动态性能和稳态性能，D-OCC均满足悬浮系统要求.图4 D-OCC电流跟随仿真波形Fig.4 Current follow simulation waveform based on D-OCC将D-OCC算法应用到悬浮系统的电流环控制中进行仿真，系统启动、加减载及气隙扰动工况的仿真结果如图5和图6所示.图5 数字单周期电流控制悬浮系统起浮及加减载仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of levitation system using current D-OCC with conditions ofno-load floating，50% loading and load shedding图5 给出单周期电流控制悬浮系统起浮及加减载时电流和气隙波形. 由图5可知，电磁铁初始气隙为13.0 mm，起浮时最大电流达到12.0 A，经过0.25 s调整系统稳定悬浮在指定气隙6.5 mm的位置，电流稳定在3.0 A. 仿真运行至1.00 s时刻，系统加载3.25 kg，相当于空载质量的50%，电流迅速增加，峰值达5.0 A，悬浮气隙在增大方向上产生1.5 mm波动，经过约0.20 s的调整，电流减小并稳定在3.8 A，悬浮气隙恢复至6.5 mm. 仿真运行至2.00 s时刻，系统减载3.25 kg，电流迅速减小，悬浮气隙在减小方向上产生1.5 mm波动，经过约0.20 s的调整，电流增加并稳定在3.0 A，悬浮气隙恢复至6.5 mm.图6 数字单周期电流控制悬浮系统气隙扰动仿真波形Fig.6 Simulation waveform of air gap disturbance condition in levitation system using current D-OCC图6 给出单周期电流控制悬浮系统气隙扰动的仿真波形. 系统初态稳定在6.5 mm 处，稳定电流为3.0 A，仿真运行至0.50 s和1.50 s时刻分别施加幅值为1.0 mm，持续15 ms的气隙扰动. 波形显示施加脉冲扰动瞬间电流和气隙都出现明显波动，但经过约0.20 s的调整系统重新恢复稳定状态.仿真结果表明，采用D-OCC的电流环应用到悬浮系统中，可以实现系统稳定悬浮，并且有良好的抗负载扰动和抗气隙扰动性能.为了进一步比较电流环分别采用两种控制方式时悬浮系统的控制性能，在气隙外环采用PID控制的前提下，电流内环分别采用PID控制和D-OCC进行仿真.图7给出了两种控制方式在空载起浮和50%加载、减载情况下悬浮气隙的仿真波形. 由图7可知，无论是空载起浮、50%加载、50%减载工况，电流环采用PID控制的调节速度比采用D-OCC略快，但调节过程中气隙波动较大. 图8给出两种控制方式在稳定悬浮情况下受到1.0 mm气隙扰动时的气隙仿真波形，由图8可知，PID控制对气隙扰动较为灵敏，可以迅速作出响应，大约经过0.20 s可以调整恢复至稳态，但调整过程中出现3次气隙波动. 在相同气隙扰动条件下，D-OCC的响应情况较迟钝，但系统恢复至稳定状态的时间基本与PID控制相同，且调整过程中气隙波动次数较少，只出现1次波动. 当系统调节达到稳定状态后，两种方法对系统的控制效果基本相同.图7 两种控制方式空载起浮及50%加减载气隙波形比较Fig.7 Comparison of air gap waveforms in two control modes with conditions of no-load floating，50% loading and load shedding图8 两种控制方式1 mm气隙扰动时气隙波形比较Fig.8 Comparison of air gap waveforms in two control modes with1mm air gap disturbance3.3 实验结果及分析为了进一步验证D-OCC算法的有效性，设计基于TMS320F28335的数字单周期电流控制器，并将之投入到实际系统中进行悬浮实验.悬浮小车单电磁铁模型机械结构如图9所示，图中：①表示电磁铁线圈，由500匝直径为1.62 mm的漆包线绕制而成；②是由铝合金材料加工成的连接板，用于实现悬浮电磁铁与悬浮架之间的刚性连接；③是采用电工纯铁材料加工成的U型电磁铁铁芯；④是T型导轨，采用10 mm厚度的镀锌钢材料；⑤是气隙传感器探头，通过铁夹固定在钢轨上方的悬浮架上；⑥是由铝合金材料加工而成的悬浮架.图9 单电磁铁模型机械结构Fig.9 Single electromagnet model mechanical structure在图10～12中：示波器通道1测量电流波形，分辨率为2.5 A/div；通道2测量气隙波形，分辨率为4 mm/div.图10给出了两种控制方式下系统空载（电磁铁等效质量为6.50 kg）起浮时的电流和气隙波形. 由图10（a）可知，电流环采用PID控制的情况下，系统起浮瞬间电流迅速增加，最大达到15.0 A，于此同时悬浮气隙减小，经过0.50 s的调整达到稳定状态，但在调节过程中电流和气隙均出现多次波动. 由图10（b）可知，电流环采用D-OCC的情况下系统起浮时峰值最大电流约为13.0 A，随着悬浮气隙的减小电流减小，大约需要0.40 s的调整系统可以稳定.两种控制方式下系统稳定在给定气隙6.5 mm时，电流稳定在3.0 A.图10 单周期电流控制悬浮系统起浮实验波形Fig.10 Experimental waveform of floating condition in EMS using current D-OCC图11 给出了两种控制方式下系统稳定悬浮时50%（3.25 kg）加减载情况下电流和气隙实验波形.由图11（a）可知，电流环采用PID控制，加载瞬间电流出现较大波动，峰值达到7.0 A，对应的气隙出现约为3.5 mm的波动，经0.50 s调节达到稳态，此时气隙值为 6.5 mm，电流值为 3.8 A. 由图 11（b）可知，电流环采用D-OCC，系统加载瞬间，电流最大值约为5.0 A，同时存在2.0 mm气隙波动，经0.20 s调整气隙恢复至6.5 mm，电流稳态在3.8 A. 系统进行50%减载瞬间，气隙与电流出现相同趋势减小，最终气隙恢复设定值，电流稳态值由3.8 A减小至3.0 A，但在减载过程中电流及气隙调节过程都比较平稳.图11 单周期电流控制悬浮系统加减载实验波形Fig.11 Experimental waveform of loading and load shedding condition in EMS using current D-OCC图12 给出了两种控制方式下系统稳定悬浮时施加1.0 mm脉冲气隙扰动的实验波形. 由图12（a）可知，在电流环采用PID控制的情况下，遇到1.0 mm气隙扰动时，电流和气隙会产生较大波动，电流波动的最大值为6.0 A，气隙波动约为2.5 mm，经过0.50 s调整恢复至稳定. 由图12（b）可知，在电流环采用D-OCC的情况下，遇到1.0 mm的脉冲气隙扰动时，电流值波动的最大值为5.0 A，气隙波动约为1.0 mm，经过约0.70 s调整系统重新恢复稳定. 实验结果表明，电流环采用PID控制对气隙扰动比较敏感，可以快速调整，但调整过程中电流和气隙波动较大，而电流环采用D-OCC调整过程中波动较小.图12 单周期电流控制悬浮系统气隙扰动实验波形Fig.12 Experimental waveform of air gap disturbance condition in EMS using current D-OCC综上比较，电流环采用D-OCC的EMS可以实现稳定悬浮，且具有良好的抗负载扰动和抗气隙扰动性能，与电流环采用PID控制相比，在起浮、加减载及气隙扰动情况下，动态调节过程更平稳. 由于实验系统漏磁、轨道气隙不均匀等因素，实验与仿真结果变化趋势相同，但具体数据存在一定差距.4 结论本文对EMS悬浮斩波器的D-OCC算法进行了详细推导，并将采用D-OCC的电流环投入悬浮系统中进行仿真和实验. 可以得出以下结论：（1）D-OCC算法简单，易于实现，较模拟单周控制具有控制灵活、可移植性强、便于调试等优点；（2）仿真及实验结果表明采用D-OCC的电流环能够实现对指令电流快速准确跟随，电流环采用D-OCC满足悬浮系统工作要求，与电流环采用PID控制相比具有较平稳的调节性能，且具有优良的抗干扰性能.（3）本文的D-OCC算法是在悬浮电磁铁处于某一额定悬浮点，即将线圈电感理想化为常数的情况下推导得出的. 因此需要控制系统的外环具有良好的调节能力，使电磁铁维持平衡点附近，使该算法趋于准确. 在后续的研究中，可以对线圈电感参数进行在线识别，从而使该算法不受外环控制性能的约束.【相关文献】[1]朱开锋，董金文，雷学国，等. 电流最小方差控制在电磁吸力悬浮系统中的应用[J]. 电气开关，2010，48(1)：58-60.ZHU Kaifeng， DONG Jinwen， LEI Xueguo， et al.Application 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揭秘磁悬浮灯泡无线电力传输（附完整电路图）动机：我的目标是建这么一个子系统，它能够使一个电灯泡磁悬浮起来，而这灯泡通常是利用相匹配的无线共振变压器供电。
这个系统融合了两种我最感兴趣的科学现象：不稳定系统的反馈稳定化和无线电力传输。
我相信这两者在这系统里面能够结合得非常好。
#p#使一个灯泡悬浮起来#e#为了使一个灯泡悬浮起来，要去探索三个主要系统和研究一些技术。
首先，设计一个相匹配的共振变压器，靠它把电源从驱动线圈无线发送到接收线圈，在无电源功率放大的情况下，大概可以在6英寸内传输。
第二，设计一个传感器系统去清除在磁悬浮检测中遇到的典型问题。
最后，设计一个反馈控制系统，这样的话我就可以利用第二部分设置的传感反馈去稳定地把一个磁铁悬浮在一个固定的位置。
实施：大概的目标装置如右图所示，一个带着铁磁芯的电磁体就放在装置的顶部，这样的话就可以使它的使用范围扩展到更往下的位置。
在电磁体底部大概一英寸的位置，在那白炽灯泡里面安装一小堆不可见的直径0.5毫米的铷磁体。
在电磁体的两端分别装有霍尔效应传感器，用来感应灯泡的位置。
在电磁体周围绕着另一个线圈，初级共振变压器线圈，次级线圈位于灯泡里面的铷磁体附近。
我们用电源功率5瓦磨砂LED灯泡去代替50瓦德白炽灯以获得同样的光的亮度和感觉，而发热和功率消耗则会相对减少。
接收线圈和相对应的电子设备则接到同样位于灯泡内底部的对应的LED输出。
系统元器件的具体信息在下面介绍#p#可调共振变压器的无线电源传输#e#带有可调共振变压器的无线电源传输设备：这个方案的第一部分包含了利用无线传输把电源从底部传到漂浮物。
变压器通常是利用铁磁芯通过在次级线圈中引起交流电，从而在两个线圈间传递能量。
如果没有一个铁磁芯去控制磁通量，普通的变压器不能再任何范围内传递能量。
在这个应用里面，我们要求在三英寸左右距离能够从底部向灯泡轻易的传送能量。
为了达到这个目标，如图所示，我们做了一个共振变压力。
磁悬浮轴承数字集成控制器的研究赵静;谢振宇;杨红进;王晓【摘要】研制了以数字信号处理器(TMS320F28335 DSP)为核心的磁悬浮轴承数字集成控制器，取代了一般的位置控制器和部分功率放大器环节，编制了相应的控制算法，采用试验方法研究了该数字集成控制器的静态和动态性能。
将该数字集成控制器应用于五自由度磁悬浮轴承柔性转子系统，实现了转子的静态稳定悬浮和高速旋转。
研究结果表明，采用数字集成化的设计方法，能够优化磁悬浮轴承的电控系统，且具有成本低、程序的可移植性强、可靠性高、体积小等优点。
%A digital integrated controller of active magnetic bearing was developed based on digital signal processor(TMS320F28335 DSP).The controller could take the place of the general displace-ment controller and some parts of the power amplifier.The corresponding control algorithm was pro-grammed,and the static and dynamic performances of the controller were investigated by experi-ments.The digital integrated controller was also introduced into five degree-of-freedom active magnet-ic bearing flexible rotor system,and the system could operate at high rotation speeds safely.The re-sults show that digital integrated method possesses low cost,transportability,high reliability,small size,and is helpful to optimize the performance of electronic control system.【期刊名称】《中国机械工程》【年(卷),期】2015(000)013【总页数】7页(P1820-1826)【关键词】磁悬浮轴承;数字信号处理器;集成控制;控制器;功率放大器【作者】赵静;谢振宇;杨红进;王晓【作者单位】南京航空航天大学，南京，210016;南京航空航天大学，南京，210016;南京航空航天大学，南京，210016;南京航空航天大学，南京，210016【正文语种】中文【中图分类】TP2730 引言磁悬浮轴承（简称磁轴承）是利用电磁铁产生的可控电磁力对转子进行支承以实现其稳定悬浮的。
pwm高边输出 btt6050-2era三极管作用放大电路PWM（Pulse Width Modulation）高边输出是一种将模拟信号转换为脉冲信号的技术。
在PWM信号中，周期保持不变，但是脉冲的宽度会根据模拟输入信号的幅度进行调节。
PWM高边输出是指在PWM信号的周期中，高电平占据了大部分时间。
BTT6050-2ERA是一种三极管，也被称为晶体管，它是一种半导体器件。
三极管作用放大电路中扮演了重要的角色，它可以将输入信号的弱小变化放大到需要的水平，以便在电路中得到所需的输出效果。
首先，让我们来具体了解一下PWM高边输出的原理。
PWM信号通常由一个频率稳定的载波信号和一个带有模拟信号信息的调制信号组成。
在PWM高边输出中，载波信号在每个周期的高电平状态下开始，通过模拟信号调制信号，使其变为具有不同占空比的脉冲信号。
三极管在PWM高边输出电路中起到放大信号的作用。
它的工作原理基于PN结。
当输入信号施加到基极时，根据信号的大小，三极管会不同程度地控制集电极与发射极之间的电流流动。
这样，输出信号的幅度将会变化。
通过选择合适的偏置和负载电阻，我们可以将放大后的信号用于驱动其他设备，比如LED灯或电机。
而BTT6050-2ERA三极管是一种NPN型晶体管，具有较高的电流放大系数和较低的饱和电压，适合用于放大和开关应用。
它具有三个引脚：基极（B）、集电极（C）和发射极（E）。
在PWM高边输出电路中，三极管通常被作为开关使用。
在PWM高边输出电路中，通常有一个脉冲调制信号源。
这个信号源通过BTT6050-2ERA的基极接入。
当PWM信号的高电平状态下，信号将开启三极管，使其导通。
这将导致电流通过负载电阻，从而产生输出信号的高电平。
当PWM信号下降到低电平状态，三极管关闭，电流不再通过负载电阻，从而得到输出信号的低电平。
通过控制PWM调制信号的占空比，我们可以调整输出信号的幅度。
占空比是指在一个PWM周期内高电平存在的时间与周期时间的比例。
功率放大器的基本结构和工作原理功率放大器的基本结构和工作原理功率放大器的基本结构和工作原理扩音机是一种对声音信号进行放大的电子设备，其基本结构如图5-1所示，常分为前置放大器(简称前级)和功率放大器(简称后级)两大部分。
前置放大器通常由输人选择与均衡放大电路、等响音量控制电路、音调控制电路等组成，而功率放大器常由功率放大电路和扬声器保护电路组成。
扩音机工作时，输人选择电路主要对收音调谐器、录音座、CD唱机和Av辅助输入等信号源的信号进行选择切换控制，得出所需的信号输入，输入后的信号经均衡放大电路进行频率特性的校正和放大，使输入信号的频率特性变得较为平坦，同时使各种信号源输入的信号电平基本趋于一致，避免在转换不同的信号源时，声音响度出现较大的变化，影响使用效果。
均衡放大后的信号则由等响音量控制电路控制信号的强弱，从而调节音量的大小。
等响控制的目的主要是在音量较小时提升高、低频信号成分，以补偿人耳听觉的不足，在低响度时得到较丰满的声音信号。
而音调控制电路则主要是根据个人的喜好调节电路的频率特性，适当提升或衰减声音中的高、低频成分，以满足听音者的需求。
经前置放大器放大处理后的信号被送人功率放大器进行功率放大，以推动扬声器重放出声音。
扩音机中为了保护扬声器免受电路冲击电流的干扰，或在电路出现故障时烧毁扬声器，常在功率放大器中加入扬声器保护电路。
在高保真的音响设备中，扩音机常有两种组合结构形式，一种是把前置放大器和功率放大器组合在一起，称作合并式扩音机，这种形式把“前置”和“功放”合并在一起，这时由于小信号电压放大的前置级和大信号电流放大的功率放大在电性能上不能互相兼顾，因而不能使扩音机达到最佳的工作状态，特别是前、后级的电源馈电，电源变压器的电磁干扰，印制电路板的走线排列，共用地线的走向等方面总会存在一定的相互干扰，影响整机性能的提高。
另一形式是在设计制造上把前置放大器和功率放大器彻底分开，分别使用独立电源，单独的机壳，使前、后级之间互不干扰，形成前、后级分体式的结构，在使用时再把它们用信号传输线连接起来，这种分体式结构的扩音机可获得极高的性能指标。
