半桥设计经典

摘要：介绍了IR2110的内部结构和特点，高压侧悬浮驱动的原理和自举元件的设计。

针对IR2110的不足提出了几种扩展应用的方案，并给出了应用实例。

关键词：悬浮驱动；栅电荷；自举；绝缘门极
1引言
在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。

采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。

隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。

光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。

快速光耦的速度也仅几十kHz。

电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，dv/dt 共模干扰抑制能力强。

但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。

而且最大占空比被限制在50％。

而且信号的最小宽度又受磁化电流所限。

脉冲变压器体积大，笨重，加工复杂。

凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。

随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。

如EXB840/841、
EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。

美国IR公司生产的IR2110驱动器。

它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。

2IR2110内部结构和特点
IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚封装。

具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=±50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围10～20V；逻辑电源电压范围（脚9）5～15V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。

IR2110的内部功能框图如图1所示。

由三个部分组成：逻辑输入，电平平移及输出保护。

如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。

尤其是高端悬浮自举电源的成功设计，可以大大减少驱
图1IR2110的内部功能框图
图2半桥驱动电路
动电源的数目，三相桥式变换器，仅用一组电源即可。

3高压侧悬浮驱动的自举原理
IR2110用于驱动半桥的电路如图2所示。

图中C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。

假定在S1关断期间C1已充到足够的电压（VC1≈VCC）。

当HIN为高电平时VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1，Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。

此时VC1可等效为一个电压源。

当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。

经短暂的死区时间（td）之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1，S2给C1充电，迅速为C1补充能量。

如此循环反复。

4自举元器件的分析与设计
如图2所示自举二极管（VD1）和电容（C1）是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则进行计算分析。

在电路实验时进行一些调整，使电路工作在最佳状态。

4.1自举电容的设计
IGBT和PM（POWERMOSFET）具有相似的门极特性。

开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。

假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有1.5V的压降（包括VD1的正向压降）；最后假定有1/2的栅电压（栅极门槛电压VTH通常3～5V）因泄漏电流引起电压降。

综合上述条件，此时对应的自举电容可用下式表示：C1=（1）
工程应用则取C1>2Qg/(VCC－10－1.5)。

例如FUJI50A/600VIGBT充分导通时所需要的栅电荷Qg=250nC（可由特性曲线查得），VCC=15V，那么
C1=2×250×10－9/(15－10－1.5)=1.4×10－7F
可取C1=0.22μF或更大一点的，且耐压大于35V的钽电容。

4.2悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)当最长的导通时间结束时，功率器件的门极电压Vge仍必须足够高，即必须满足式（1）的约束关系。

不论PM还是IGBT，因为绝缘门极输入阻抗比较高，假设栅电容（Cge）充电后，在VCC=15V时有15μA的漏电流（IgQs）从C1中抽取。

仍以4.1中设计的参数为例，Qg=250nC，ΔU=VCC－10－1.5=3.5V，Qavail=ΔU×C=3.5×0.22=0.77μC。

则过剩电荷ΔQ=0.77－0.25=0.52μC，
ΔUc=ΔQ/C=0.52/0.22=2.36V，可得Uc=10＋2.36=12.36V。

由U=Uc及栅极输入阻抗R===1MΩ可求出t（即ton(max)），由===1.236可求出
ton(max)=106×0.22×10－6ln1.236=46.6ms
4.3悬浮驱动的最窄导通时间ton(min)
在自举电容的充电路径上，分布电感影响了充电的速率。

下管的最窄导通时间应保证自举电容能够充足够的电荷，以满足Cge所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。

因此从最窄导通时间ton(min)考虑，自举电容应足够小。

综上所述，在选择自举电容大小时应综合考虑，既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太
高压悬浮驱动器IR2110的原理和扩展应用
()
图3具有负偏压的IR2110驱动电路
图4简单负偏压产生电路
小而影响宽脉冲的驱动要求。

从功率器件的工作频率、开关速度、门极特性进行选择，估算后经调试而定。

4.4自举二极管的选择
自举二极管是一个重要的自举器件，它应能阻断直流干线上的高压，二极管承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。

为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的快恢复二极管。

5IR2110的扩展应用
单从驱动PM和IGBT的角度考虑，均不需要栅极负偏置。

Vge=0，完全可以保证器件正常关断。

但在有些情况下，负偏置是必要的。

这是因为当器件关断时，其集电极－发射极之间的dv/dt过高时，将通过集电极－栅极之间的（密勒）电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而PM，IGBT的门槛电压通常是3～5V左右，一旦尖脉冲的高度和宽度达到一定的水平，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。

而采用栅极负偏置，可以较好地解决这个问题。

5.1具有负偏压的IR2110驱动电路
电路如图3所示。

高压侧和低压侧的电路完全相同。

每个通道分别用了两只N沟道和两只P沟道的MOSFET。

VD2、C2、R2为VM2的栅极耦合电路，C3、C4、VD3、VD4用于将H0（脚7）输出的单极性的驱动信号转换为负的直流电压。

当VCC=15V时，C4两端可获得约10V的负压。

5.2简单负偏压IR2110驱动电路
电路如图4所示。

高压侧的负偏压由C1，VD1，R1产生，R1的平均电流应不小于1mA。

不同的HV可选择不同的电阻值，并适当考虑其功耗。

低压侧由VCC，R2，C2，VD2产生。

两路负偏置约为－4.7V。

可选择小电流的齐纳二极管。

在图3所示电路中，VM1～VM4如选择合适的MOSFET，也能同时达到扩展电流的目的，收到产生负偏置和扩展电流二合一的功能。

6应用实例
一台2kW，三相400Hz，115V/200V的变频电源。

单相50Hz，220V输入，逆变桥直流干线HV≈300V，开关频率fs=13.2kHz。

功率模块为6MBI25L060，用三片IR2110作为驱动电路，共用一组15V的电源。

主电路如图5所示。

控制电路由80C196MC构成的最小系统组成。

图6为IR2110高压侧输出的驱动信号，图7为其中一相的输出波形。

7结语
IR2110是一种性能比较优良的驱动集成电路。

无需扩展可直接用于小功率的变换器中，使电路更加紧凑。

在应用中如需扩展，附加硬件成本也不高，空间增加不大。

然而其内部高侧和低侧通道
图5应用实例
图6IR2110高压侧输出驱动信号
图7变频电源其中一相输出波形（50V/DIV）
分别有欠压封锁保护功能，但与其它驱动集成电路相比，保护功能略显不足，可以通过其它保护措施加以弥补。

5）驱动电路设计
IR2110 是美国国际整流器公司（International Rectifier Company）于 1990 年前后开发并 投放市场至今独家生产的大功率 MOSFET 专用驱动集成电路。

IR2110 的研制成功，使 MOSFET 驱动电路设计大为简化，又具有快速完整的保护功能，因而它 的应用可极大地提高控制系统的可靠性并缩小控制板的尺寸。

IR2110 自举技术(自举电路也叫升压电路，利用自举升压二极管,自举升压电容等电子元件，使电容
放电电压和电源电压叠加，从而使电压升高．有的电路升高的电压能达到数倍电源电压.自举二极管的作用，是利用其单向导电性完成电位叠加自举，二极管导通时，电容充电到U1 ，二极
管截止时，电路通过电容放电时U1 与电路串联叠加自举！)同时输出两路驱动信号,驱动逆变桥中高压侧与低压侧 MOSFET，它的内部为自举工作设计了悬浮电源，悬浮电源保证了 IR2110 直接可用于母线电压为-4——+500V 的系统中来驱 动功率 MOSFET。

同时器件本身允许驱动信号的电压上升率达±50V/μs，芯片自身有整形功能，实 现了不论其输入信号前后沿陡度如何，都可保证加到被驱动 MOSFET 栅极上的驱动信号前后沿很陡， 因而可极大地减少被驱动功率器件的开关时间，降低开关损耗。

IR2110 的功耗很小，故可极大地减小应用它来驱动功率 MOS 器件时栅极驱动电路的电源容量。

从而可减小栅极驱动电路的体积和尺寸，当其工作电源电压为 15V 时，其功耗仅为 1.6mW。

IR2110 的合理设计，使其输入级电源与输出级电源可应用不同的电压值，因而保证了其输入与 CMOS 或 TTL 电平兼容，而输出具有较宽的驱动电压范围，它允许的工作电压范围为 5-20V。

同时， 允许逻辑地与工作地之间有-5--+5V 的电位差。

在 IR2110 内部不但集成有独立的逻
辑电源实现与用户脉冲匹配，而且还集成有滞后和下拉特 性的施密特触发器作为输入级，保证当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率 MOS 器 件退出饱和区、进入放大区而损坏。

IR2110 完善的设计，使它自身可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时，保证加到被驱动 的同桥臂上的两个功率 MOS 器件的驱动信号之间有一互锁时间间隔，防止了被驱动的逆变桥中两个 功率 MOS 器件同时导通，防止了直通短路的危险。

IR2110 的的最高工作频率较高，内部对信号的延时很小。

对两个通道来说，其典型开通延时为120ns，而关断延时为 94ns，且两个通道之间的延时误差不超过 ± -10ns，因而决定了 IR2110 可用来实现最高工作频率大于 1MHz 的门极驱动。

IR2110 的输出级采用推挽结构(推挽结构一般是指两个三极管分别受两互补信号的控制，总是在一个三极管导通的时候另一个截止)来驱动功率 MOSFET，输出最大为 2A 的驱动电流，且开关速度较 快，当所驱动的功率 MOS 器件的栅极等效电容为 1000pF 时，该开关时间的典型值为 25ns。

IR2110 原理图见图 10-4。

从图可见，其内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的、分别 以高电压、低电压为基准的输出通道，它的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个 RS 触发器、 两个 Vdd/Vcc 电平转换器(TTL、CMOS、ECL等电路的高低电平阀值不同，他们之间逻辑连接需要电平转换；还有，就是接口与接口之间的，如RS232与485之间，USB与串口之间等等，由于这些接口协议里面定义的电平不同，所以也需要电平转换。

)、一个脉冲放大环节、一个脉冲滤波环节、一个高压电平转换网络及两个 或非门、六个 MOS 场效应晶体管、一个具有反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络
图 10-4 IR2110 的原理图
IR2110 的工作原理可简述如下：两个输出通道（上通道及下通道）的控制脉冲通过逻辑电路与 输入信号相对应，当保护信号（SD）输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器输出为低电平，两个 RS 触发器的置位信号无效，两或非门的输出跟随 HIN 及 LIN 变化；
而当 SD 端输入为高电平时， 因施密特触发器输出高电平，两个 RS 触发器置位，两或非门输出恒为低电平，HIN 及 LIN 输入信号 无效，此时即使 SD 变为低电平，但由于 RS 触发器由 Q 端维持高电平，两或非门输出将保持低电平， 直到施密特触发器输出脉冲的上升沿到来，两个或非门才因 RS 触发器翻转为低电平而跟随 HIN 及 LIN 变化。

由于逻辑输入级中的施密特触发器具有一定的滞后，因而整个逻辑输入级具有良好的抗 干扰能力，并可接受上升时间较长的输入
信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决 定了逻辑
电源可用比输出电源电压低得多的电源。

为了将逻辑信号电平转变为输出驱动信号电平， 片内设置两个抗干扰性能很好的 Vdd/Vcc 电平转换电路，该电路的逻辑地电位（Vss）和功率电路 地电位（COM）之间允许有+/-5V 的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。

集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求。

两个通道分别应用了两个相同的推挽式低阻场效应晶体管，该两个场效应晶 体管分别有两个 N 沟道的 MOSFET 驱动，因而其输出峰值电流可达 2A 以上，由于这种推挽式结构， 所以驱动容性负载时上升时间比下降时间长，这一特征非常适宜功率驱动电路应用，这是由于慢慢 导通的 MOSFET 会减小二极管的反向恢复电流，但会增大损耗。

对于上通道，开通和关断脉冲分别由 HIN 的上升和下降沿触发，用以驱动电平转换器，转换器接着又对工作于悬浮电位上的 RS 触发器进行置位或复位，这便是以地电位为基准的 HIN 信号的电平转换为悬浮电位的过程。

由于 Vs 端快速 dV/dt 瞬变产生的 RS 触发器的误触发可以通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效地区别开来，这样，上通道基本上可承受任意幅值的 dV/dt 值，并保证 了上通道的电平转换电路即使在 Vs 端电压降到比 COM 端还低 4V 时仍能正常工作。

对于下通道，由于正常时 SD 为低电平、Vcc 不欠压，所以施密特触发器的输出跟随 LIN 而变化， 此信号经下通道中的 Vdd/Vcc 电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后加到 与非门电路，其同相和反向输出分别用来控制两个互补输出级中的低
阻场效应晶体管驱动级中的 MOS 管，当 Vcc 低于电路内部整定值时，下通道中的欠压检测环节输出，在封锁下通道的同时封锁 上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当 Vb 欠电压时，则上通道中的欠电压检测 环节输出仅封锁上通道的输出脉冲。

IR2110 的典型应用连接图见图 10-5。

通常，它的输出级的工作电源是一悬浮电源，这是通过一种自举技术由固定的电源得来的。

充电二极管 VD 的耐压能力必须大于高于母线的峰值电压，为 了减小功耗，推荐采用快恢复的二极管
图 10-5 IR2110 典型连接图
为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，应用中应在 Vcc 和 COM 间、Vdd 和 Vss 间连接两个旁 路电容，这两个电容及 Vb 和 Vs 间的储能电容都要与器件就近连接。

建议 Vcc 上的旁路电容用一个0.1μF 的陶瓷电容和一个 1μF 的胆电容并联，电源 Vdd 上有一个 0.1μF 的陶瓷电容就足够了。

功率的 MOSFET 或 IGBT 可在输出处
串一个栅极电阻，栅极电阻的值依赖于电磁兼容（EMC）的需要、开关损耗及其最大允许 dV/dt 值由于电平转换损耗通常比漏电损耗要大得多，因而静态损耗通常可忽略。

实验证明：当VB 为定 值时，对容性负载来说，在一定的工作温度下，随着被驱动的 MOSFET 或 IGBT 工作开关频率的提高， 在固定的高压母线电压VH 下，开关损耗值将线性增大，并且随着被驱动的 MOSFET 或 IGBT 工作电 路中高压母线电压的提高，开关损耗亦增大，并且随着容性负载电容值的增大而增大，实际上，在电平转换期间，Vs 是变化的。

自举电容 C 依赖于开关频率，占空比和功率 MOSFET 或 IGBT 栅极的充电需要，应注意的是电容两端电压不允许低于欠电压封锁临界值，否则将产生保护性关断。

具体说来，自举电容 C 大小取决于 MOSFET 的门极充电电荷、最大导通时间、最小导通时间
请问怎么确定IR2110能驱动多大的MOS管啊？手册上IR2110的输出电压是10-20V，电流是2A，MOS管是电压驱动型，要2A的电流有什么用啊？
随着PWM技术在变频、逆变频等领域的运用越来越广泛，以及IGBT、Power MOSFET等功率性开关器件的快速发展，使得PWM控制的高压大功率电源向着小型化、高频化、智能化、高效率方向发展。

本文采用电压脉宽型PWM控制芯片SG3525A，以及高压悬浮驱动器IR2110，用功率开关器件IGBT模块方案实现高频逆变电源。

另外，用单片机控制技术对此电源进行控制，使整个系统结构简单，并实现了系统的数字智能化。

SG3525A性能和结构
SG3525A是电压型PWM集成控制器，外接元器件少，性能好，包括开关稳压所需的全部控制电路。

其主要特性包括：外同步、软启动功能；死区调节、欠压锁定功能；误差放大以及关闭输出驱动信号等功能；输出级采用推挽式电路结构，关断速度快，输出电流±400mA；可提供精密度为5V±1%的基准电压；开关频率范围100Hz~400KHz。

其内部结构主要包括基准电压源、欠压锁定电路、锯齿波振荡器、误差放大器等，如图1所示。

IR2110性能和结构
IR2110是美国IR公司生产的高压、高速PMOSFET和IGBT的理想驱动器。

该芯片采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。

其主要特性包括：悬浮通道电源采用自举电路，其电压最高可达500V；功率器件栅极驱动电压范围10V~20V；输出电流峰值为2A; 逻辑电源范围5V~20V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5V的偏移量；带有下拉电阻的COMS施密特输入端，可以方便地与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能; 两通道的匹配延时为
10ns；开关通断延时小，分别为120ns和90ns;工作频率达500kHz。

其内部结构主要包括逻辑输入，电平转换及输出保护等，如图2所示。

设计原理
高压侧悬浮驱动的自举原理
IR2110用于驱动半桥的电路如图3所示。

图中C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。

假定在S1关断期间，C1已充到足够的电压VC1≈VCC。

当HIN为高电平时，VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1、Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。

此时VC1可等效为一个电压源。

当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅极电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。

经短暂的死区时间(td)之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1、S2给C1充电，迅速为C1补充能量。

如此循环反复。

自举元件设计
自举二极管(VD1)和电容(C1)是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则对其进行调整，使电路工作在最佳状态。

在工程应用中，取自举电容C1>2Qg/(VCC-10-1.5)。

式中，Qg为IGBT门极提供的栅电荷。

假定自举电容充电路径上有1.5V的压降(包括VD1的正向压降)，则在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压(10V)要高。

同时，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)和最窄导通时间ton(min)。

导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。

根据功率器件的工作频率、开关速度、门极特性对导通时间进行选择，估算后经调试而定。

VD1主要用于阻断直流干线上的高压，其承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。

为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的二极管。

运用SG3525A和IR2110构成的高频逆变主电路图
高频逆变主电路如图4所示，逆变高压电路由全桥驱动组成。

功率开关Q1~Q4采用IGBT模块。

逆变主电路把直流电压V1转换为20kHz的高频矩形波交流电压送到高频高压变压器T1，经升压整流滤波后提供给负载供电。

电路通过控制PWM1和PWM2的占空比，来得到脉宽可调的矩形波交流电压。

VF为高压采样端反馈到控制系统的电压。

IR2110内部功能由三部分组成：逻辑输入；电平平移及输出保护。

如上所述IR2110的特点，可以为装置的设计带来许多方便。

尤其是高端悬浮自举电源的设计，可以大大减少驱动电源的数目，即一组电源即可实现对上下端的控制。

高端侧悬浮驱动的自举原理：
IR2110驱动半桥的电路如图所示，其中C1，VD1分别为自举电容和自举二极管，C2为VCC的滤波电容。

假定在S1关断期间C1已经充到足够的电压（VC1 VCC）。

当HIN为高电平时如图4.19 ：VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。

由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关
断。

当HIN为低电平时如图4.20：VM1关断，VM2导通，这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断。

经过短暂的死区时间LIN为高电平，VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路，
使S2开通。

在此同时VCC经自举二极管，C1和S2形成回路，对C1进行充电，
迅速为C1补充能量，如此循环反复。

摘要：针对IGBT的半桥或者全桥的驱动，利用具有双通道集成驱动的IR2110来驱动IGBT。

对其自举工作原理进行了分析，同时增加了栅极电平箝位电路，克服了IR2110不能产生负偏压的缺点，并在2 kW、400 V汽车直流充电器中以此驱动IKW40N120T2电路的试验中验证了其理论分析的正确性。

用于IGBT或功率MOSFET驱动的集成芯片模块中，应用技术比较成熟的有东芝LP250、富士EXB8系列、三菱M579系列等，但是这些模块都是单驱动，如果要驱动全桥结构的逆变电源则需要4个隔离的驱动模块，不但费用高、而且体积大。

美国IR公司推出的高压浮动驱动集成模块IR2110是一种新型的功率MOSFET或IGBT驱动模块，它本身允许驱动信号的电压上升率达±50 V/μs，极大地减小了功率开关器件的开关损耗。

此外，由于IR2110采用自举法实现高压浮动栅极双通道驱动，因此可以驱动500 V以内的同一相桥臂的上下两个开关管，减小了装置体积，节省了成本。

1 IR2110自举电路工作原理分析
自举电路如图1所示，其工作原理如下：Q2导通期间将Vs的电位拉低到地，Vcc通过自举电阻Rbs 和自举二极管Dbs给自举电容Cbs充电，通过电容Cbs在Vb和Vs之间形成一个悬浮电源给上桥臂主开关器件Q1供电。

自举电路的存在使同一桥臂上、下主开关器件驱动电路只需一个外接电源。

2 IR2110栅极电平箝位电路
由于IR2110不能产生负偏压，将它用于驱动桥式电路时，由于密勒效应的存在，在开通与关断时刻，集电极与栅极间的寄生电容有位移电流产生，容易在栅极上产生干扰。

特别是在大功率情况下，关断电流较大，IR2110驱动输出阻抗不够小，沿栅极灌入的位移电流会在驱动电压上叠加形成比较严重的毛刺干扰。

如果该干扰超过IGBT的最小开通电压，将会造成桥臂瞬间短路。

而本文设计的栅极电平箝位电路则解决了由于IR2110不能产生负偏压而引起的桥臂短路现象。

栅极电平箝位电路如图2所示。

在上管开通期间，驱动信号使V1导通，V2截止，正常驱动IGBT；上管关断期间，V1截止，V2导通，将驱动输出拉到零电平。

这样，由于密勒效应产生的电流将从V2中流过，栅极上的毛刺就可以大大减小，从而避免了桥臂短路现象的出现。

3 应用IR2110驱动的2 kW、400 V汽车直流充电器
应用于2 kW、400 V汽车直流充电器中的IR2110驱动电路如图3所示。