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三电平逆变器SVPWM控制策略的研究一、本文概述随着电力电子技术的快速发展，逆变器作为高效、可靠的电力转换装置，在新能源发电、电机驱动、无功补偿等领域得到了广泛应用。
其中，三电平逆变器因其输出电压波形质量好、开关损耗小、动态响应快等优点，受到了研究者的广泛关注。
空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）作为一种先进的调制策略，通过合理分配三相桥臂的开关状态，可以实现对输出电压波形的精确控制，进一步提高逆变器的性能。
本文旨在深入研究三电平逆变器的SVPWM控制策略，通过理论分析和实验验证，探索其在实际应用中的优化方法和潜在问题。
文章首先介绍了三电平逆变器的基本结构和工作原理，为后续的控制策略分析奠定基础。
随后，详细阐述了SVPWM的基本原理和实现方法，包括空间矢量的定义、合成和分配等关键步骤。
在此基础上，本文重点分析了三电平逆变器SVPWM控制策略的优化方法，包括减小开关损耗、提高直流电压利用率、改善输出电压波形质量等方面。
本文还通过实验验证了三电平逆变器SVPWM控制策略的有效性。
通过搭建实验平台，测试了不同控制策略下的逆变器性能，包括输出电压波形、开关损耗、动态响应等指标。
实验结果表明，采用SVPWM控制策略的三电平逆变器在各方面性能上均表现出明显的优势，验证了本文研究的有效性和实用性。
本文总结了三电平逆变器SVPWM控制策略的研究现状和未来发展趋势，为相关领域的进一步研究提供了有益的参考。
二、三电平逆变器的基本原理三电平逆变器是一种在电力电子领域中广泛应用的电能转换装置，其基本原理在于利用开关管的导通与关断，实现直流电源到交流电源的高效转换。
与传统的两电平逆变器相比，三电平逆变器在输出电压波形上拥有更高的精度和更低的谐波含量，因此在大规模电力系统和电机驱动等领域具有显著优势。
三电平逆变器的基本结构通常包括三个直流电源、六个开关管以及相应的控制电路。
T型三电平并网逆变器的设计与实现T型三电平并网逆变器是一种新型的并网逆变器，通过使用T型拓扑结构和PWM控制技术，实现了高效率、低损耗和低谐波输出的特点。
在太阳能电池、风能等可再生能源并网系统中，T型三电平并网逆变器可以有效提高系统的性能并减少对电网的影响。
1.T型三电平并网逆变器的设计原理T型三电平并网逆变器采用T型拓扑结构，其中包括两个IGBT功率开关管和一个中性点电容。
逆变器的输出端连接一个LC滤波器，用以减小输出波形的谐波。
逆变器的PWM控制采用了三电平调制技术，通过控制IGBT功率开关管的导通与关断，实现对输出电压的精确控制。
T型三电平并网逆变器的工作原理如下：当逆变器的DC电压输入为Vdc时，通过PWM控制技术，将DC电压变换为交流电压输出。
在每个半个周期中，逆变器的输出电压可以取三个水平值：-Vdc、0和Vdc。
通过控制IGBT功率开关管的导通与关断，可以实现输出电压的平滑变化，从而减小输出波形的谐波含量。
在设计T型三电平并网逆变器时，首先需要确定逆变器的功率容量、输入电压范围和输出电压频率等参数。
然后选择合适的功率开关器件、驱动电路和控制策略，设计逆变器的拓扑结构和控制电路。
在逆变器的实现过程中，需注意以下几点：（1）功率开关器件选择：逆变器的功率开关器件需要能够承受高频率、高电压和高电流的工作环境。
常用的功率开关器件包括IGBT、MOSFET等。
（2）驱动电路设计：驱动电路需要能够精确控制功率开关器件的导通与关断，防止出现交叉导通和短路现象。
常用的驱动电路包括光耦隔离、反嵌极电路等。
（3）PWM控制策略：逆变器的PWM控制需要根据需求设计合适的调制算法，以实现输出电压的精确控制和谐波抑制效果。
（4）滤波器设计：逆变器的输出端连接一个LC滤波器，用以减小输出波形的谐波含量。
滤波器的参数需要根据系统的输出频率和电压等参数进行优化设计。
在实际应用中，T型三电平并网逆变器可以广泛应用于太阳能电池、风能等可再生能源系统中，提高系统的效率和稳定性。
第23卷 第6期 电子测量与仪器学报 Vol. 23 No. 6 · 74 ·JOURNAL OF ELECTRONIC MEASUREMENT AND INSTRUMENT2009年6月本文于2008年4月收到。
*基金项目: 安徽省“十一五”科技攻关(编号: 06012143H)资助项目; 合肥工业大学科研发展基金(编号: GDBJ2008-046)资助项目。
更多电子资料请登录赛微电子网三电平中点箝位型逆变器中点电压平衡和控制方法研究*胡存刚1 王群京1,2 严 辉3 杨 益3(1. 合肥工业大学电气与自动化工程学院, 合肥 230009; 2. 安徽大学电子科学与技术学院, 合肥 230039;3. 安徽建筑工业学院电子与信息工程学院, 合肥 230022)摘 要: 建立了三电平中点箝位型逆变器中点电压的数学模型; 分析了在不同的负载条件下, 传统的最近三矢量合成方法中点电压存在不能平衡的区域; 利用合成空间矢量的调制方法, 实现了对中点电压的有效控制。
为了在扇区切换时输出矢量平稳过渡, 提出了在每个大区内全部采用相同首发小矢量的方法。
用MATLAB/Simulink 仿真研究了中点电压平衡控制的效果, 并用MOSFET 搭建了三电平逆变器实验电路模型, 对中点电压平衡控制效果进行了验证。
实验结果证明了基于合成空间矢量的三电平NPC 逆变器中点电压平衡控制方法的有效性。
关键词: 中点箝位型逆变器；空间矢量调制；中点电压平衡；合成空间矢量 中图分类号: TM464 文献标识码: A 国家标准学科分类代码:Research on neutral-point potential balancing and control methodfor three-level NPC inverterHu Cungang 1 Wang Qunjing 1,2 Yan hui 3 Yang Yi 3(1. Hefei University of Technology, Hefei 230009, China; 2. Anhui University, Hefei 230039, China;3. Anhui Institute of Architecture & Industry, Hefei 230022, China )Abstract: A significant problem with neutral-point-clamped three-level inverters is the fluctuation in the neu-tral-point voltage. The mathematics model of neutral-point potential is developed while the neutral-point potential is unbalanced. In this paper the limitations of neutral-point potential balancing problem for different loading conditions of three-level neutral-point-clamped inverters is explored. And a novel modulation approach for the complete control of the neutral-point potential is introduced. The new modulation approach, which bases on the virtual space vector concept, guarantees the balancing of the neutral-point potential for any load over the full range of converter output voltage and for all load power factors. In order to avoid the abrupt change of output voltage vectors during the process of desired vector changing from one section to another, a novel space vector modulation algorithm is proposed, in which the same small vectors are adopted as first active vector. Some simulation and experiment results are given to validate the method.Keywords: neutral point clamped inverter; SVPWM; neutral-point potential balancing; synthetic-space-vector1 引 言中点电压平衡是多电平中点箝位型(neutral point clamped, NPC)逆变器的固有问题和研究热点。
设计应用esign & ApplicationD基于预测电流控制的T型三电平并网逆变器研究Research on T-type three-level grid-connected inverter based on predictive current control雷 兰，吴尚秀，刘文晴（国网江西省电力有限公司余干县供电分公司，江西 上饶 335100）摘 要：本文介绍了一种三相三线制T型三电平并网逆变器系统，根据开关状态建立了其数学模型。
针对传统d -q 变换的电流内环控制器在三相电压型逆变器中存在着动态响应慢及直流电压波动较大的问题，提出一种以泰勒公式为基础的预测电流控制方法，并采用了基于功率前馈的双闭环控制策略，实现了电流的快速跟踪，减少了电流的谐波含量，提高了系统的动态响应速度。
最后，搭建了一台23 kW的实验样机，通过实验样机验证了所提方法和控制策略的可行性。
关键词：逆变器；预测电流；功率前馈；双闭环0 引言随着分布式能源的发展，逆变器是新能源系统与电网接口的核心关键设备，其拓扑结构和控制方式直接决定了分布式系统性能的优劣[1]。
对于三电平拓扑结构而言，该拓扑结构具有逆变转换效率高、开关器件的电压应力等级低、谐波含量和d v /d t 较低等优点[2-3]，而T 型拓扑结构比传统的NPC (Neutral Point Clamped )拓扑结构具有二极管数量少、转换效率高、功率损耗均匀等优点[4-5]。
对于T 型并网逆变器而言，输出电流控制是逆变器接入并网的关键技术[6]，目前最主要的控制方法包括滞环控制、PI (Proportional Integral )控制和PR (Proportional Resonance )控制等。
滞环控制方法虽具有动态响应速度较快的优点，但在其控制方式下输出的并网电流波形容易失真，而且采样频率较高，加大了并网侧滤波电感设计难度[7]。
在同步坐标系的PI 控制方式下，逆变器系统的输出电流以及电网电压或者输出电压分量直接被采样并参与数字控制，由于数学模型之间存在耦合的缘故，难以实现输出电流的无静差跟踪。
基于预测电流控制的T型三电平并网逆变器研究T型三电平并网逆变器是一种重要的逆变器拓扑结构，在可再生能源应用等领域具有广泛的应用前景。
本文将以预测电流控制为基础，对T型三电平并网逆变器进行研究，包括原理、控制策略、性能分析等方面。
T型三电平并网逆变器的工作原理如下：输入直流电压由两个独立的电源提供，分别为正极和负极。
通过合理的开关控制，可以实现多种输出电平，从而减小输出电压畸变和开关频率。
T型三电平并网逆变器的优点包括：较低的电压应力、较低的开关功率损耗、输出电流谐波较小等。
在预测电流控制中，通过测量电网电压和电流的实际值，并结合逆变器状态信息，来估计电网电流的参考值。
根据估计值和实际值之间的误差，计算相应的控制信号，以实现逆变器的控制。
预测电流控制可以实现自适应性较强的输出电流波形，提高逆变器的输出质量。
在T型三电平并网逆变器中，可以采用直接控制或间接控制的方式来实现预测电流控制。
直接控制通过直接测量电网电压和电流的实际值，计算逆变器的控制信号。
间接控制在直接控制的基础上，通过电网电压和电流的模型进行状态估计，从而更准确地控制逆变器。
通过对比两种控制方式的性能，可以选择最适合的控制策略。
对于T型三电平并网逆变器的性能分析，可以从输出电压波形、输出电流谐波、效率等方面进行评估。
在输出电压波形方面，通过调节逆变器的控制信号，可以减小输出电压畸变，提高输出电压质量。
在输出电流谐波方面，通过控制逆变器的开关频率和改进控制策略，可以减小输出电流谐波，降低对电网的干扰。
在效率方面，通过减小开关功率损耗和优化控制策略，可以提高逆变器的效率。
综上所述，基于预测电流控制的T型三电平并网逆变器是一种具有潜力的逆变器拓扑结构。
通过研究其原理、控制策略和性能分析，可以进一步优化逆变器的性能，提高其在可再生能源应用等领域的应用效果。
第55卷第4期2021年4月电力电子技术Power ElectronicsVol.55, No.4April 2021三相四线制三电平并网变流器中点电压研究黄新梅，王捃璨，张庆岩，桂在毅(合肥工业大学，电气与自动化工程学院，安徽合肥230009)摘要：为了确保三相四线制三电平并网变流器的可靠运行，在载波脉冲宽度调制（CBPWM)策略下提出了中点电压自平衡的一个充分条件，分析了输出各种形式电流时中点电压的自平衡情况，并通过仿真进行验证。
在此 基础上，提出了一种中点电压的主动控制方法。
实验结果表明，该控制方法具有良好的中点电压平衡能力。
关键词：变流器；三电平；三相四线制；中点电压中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：1000- 100X (2021) 04-0128-05Neutral Point Voltage Analysis for Three-phase Four-wire Three-levelGrid-connected ConverterHUANG X i n-mei,WANG J u n-c a n,ZHANG Q i n g-y an,GUI Z a i-y i(Hefei University of Technology, Hefei230009, China)A bstract： In order to ensure the safe and reliable operation of three-phase four-wire three-level grid-connected converter ,a sufficient condition of neutral point voltage self-equilibrium based on the carrier-based pulse width modulation (CBPWM) strategy is presented, the analysis of neutral point voltage self-equilibrium is taken when various forms of current are output and simulation is taken to verify above analysis.On this basis,an active control method of neutral point voltage is proposed.Experiment results show control method has good neutral point voltage balance capability.Keywords ： converter ；three-level; three-phase four-wire;l引言随着光伏和风力发电等新能源领域的飞速发 展，并网变流器得到大量应用，同时其可以补偿各 种非线性负载电流，对电力资源的节能省电起着 关键作用w。
T型三电平并网逆变器的控制方法研究范谱林;张立炎【摘要】文中使用改进型SPWM控制策略设计了一种针对三相T型三电平并网逆变器的控制方法,针对输出有功功率和无功功率耦合的问题,在所设计的控制环路中引入电流前馈环节,实现了输出电流有功分量和无功分量解耦.T型三电平拓扑演变于传统中性点钳位拓扑,具有开关器件少、效率高、电磁干扰较低等优点,设计了功率闭环控制器,增强电网扰动下功率输出的准确性.最后通过仿真模型验证可行性.【期刊名称】《通信电源技术》【年(卷),期】2015(032)004【总页数】3页(P19-21)【关键词】T型三电平;逆变器;功率闭环控制器【作者】范谱林;张立炎【作者单位】武汉理工大学自动化学院,湖北武汉430070;武汉理工大学自动化学院,湖北武汉430070【正文语种】中文【中图分类】TM4640 引言太阳、风力发电等新能源系统需要并网逆变器作为与电网的接口，大功率无变压器拓扑结构可以考虑多电平逆变器。
与传统的两电平全桥电路相比，中性点钳位（NPC）拓扑具有较低的电压上升率，更低的开关损耗，从而提高逆变器的效率［1］。
本文首先针对T型三电平逆变器独特的中性点钳位方式，提出了将改进后的SPWM调制方式应用于三相T型并网逆变器中，设计了电流前馈解耦控制器以及功率闭环控制器，实现了并网时有功功率和无功功率的单独控制。
最后使用simulink仿真验证控制方法，在有电网扰动的情况下具有一定的鲁棒性。
1 T型三电平拓扑1．1 拓扑介绍T型三电平NPC拓扑也称为Conergy三电平拓扑，在电容分压得到的中性点与输出点之间加入了双向的功率开关，实现中性点的钳位。
这种拓扑单独一只桥臂形似旋转过的字母‘T’，因此称为T型三电平。
T型三电平的工作原理［2］在于，通过双向的功率器件将输出点与中性点钳位，这种双向的功率器件可以使用反并联或者反串联的IGBT，或者单只逆阻型IGBT。
1．2 工作状态分析以单桥臂为例分析T型三电平逆变器的工作方式，定义从输出点A流向电感的方向为正，根据相电流与相电压的极性，电路分为4种工作状态。
第34卷第2期2015年2月电工电能新技术Advanced Technology of Electrical Engineering and EnergyVol．34，No．2Feb．2015收稿日期：2013-03-24作者简介：李练兵（1972-），男，河北籍，教授，博士，主要研究领域为风电变流器、光伏并网逆变器、运动控制；张雷（1987-），男，河北籍，硕士研究生，主要研究领域为光伏逆变器。
三电平光伏逆变器并网控制策略的研究李练兵，张雷，孙鹤旭（河北工业大学控制科学与工程学院，天津300130）摘要：本文首先分析了三电平光伏并网逆变器功率解耦的控制策略，然后采用三电平参考电压分解为两电平空间矢量的调制方法，简化了传统三电平SVPWM 矢量作用时间的计算和复杂的控制策略；采用检测中点电位差的大小确定控制因子的取值，以此来调整冗余小矢量在一个开关周期中的作用时间，从而抑制三电平并网逆变器中点电位的波动并保持平衡；在此基础上搭建了一台20kW 三相光伏逆变器实验样机，通过实验验证了本方案的可行性，三相电流总畸变率均在3%以下，满足并入电网的国家标准。
关键词：三相光伏并网；功率解耦；空间矢量脉宽调制；中点电位平衡中图分类号：TM464文献标识码：A文章编号：1003-3076（2015）02-0039-051引言三电平逆变器以其优越的性能已经逐步取代传统的两电平逆变器，三电平逆变并网系统能有效地提高换流系统的耐压，输出低谐波畸变率的多电平，降低开关损耗，同时很大程度上减小滤波器的体积、重量和成本，目前已经广泛应用于中高压大功率交流传动、新能源接入、柔性交流输电等领域。
对其进行研究和分析很有实际意义［1，2］。
三电平逆变器是目前电力电子与电力传动学科研究的热点之一，但其控制算法要比传统的两电平逆变器复杂得多。
由于其输出状态多，对控制算法也提出了更高的要求。
三电平逆变器在具有上述优点的同时，也存在着一个固有的问题，即中点电位不平衡。
《四线制三电平逆变器空间矢量调制及并网控制技术研究》篇一一、引言随着电力电子技术的飞速发展，逆变器作为电力转换和能量回馈的核心设备，其性能的优劣直接影响到电力系统的稳定性和效率。
四线制三电平逆变器作为一种新型的逆变器结构，具有较低的谐波失真、较高的电压利用率以及良好的电磁兼容性，被广泛应用于并网发电、电机驱动等场合。
因此，对四线制三电平逆变器的空间矢量调制及并网控制技术进行研究，具有重要的理论价值和应用意义。
二、四线制三电平逆变器基本原理四线制三电平逆变器通过中点箝位（NPC）结构实现三个电平的输出，相较于传统两电平逆变器，其具备更好的谐波特性与更高的电压利用率。
其基本原理在于每个桥臂均具有两个开关器件与一个箝位二极管，通过不同的开关组合实现三个电平的输出。
三、空间矢量调制（SVM）技术空间矢量调制（SVM）技术是一种广泛应用于多电平逆变器的调制策略。
在四线制三电平逆变器中，SVM技术能够根据参考电压矢量，合理分配各桥臂的开关状态，从而减小谐波失真，提高输出电压的波形质量。
在四线制三电平逆变器中实施SVM技术时，首先需要根据当前时刻的参考电压矢量，计算各桥臂的开关状态。
然后根据开关状态，更新各桥臂的开关器件，实现电压矢量的合成。
此外，为了进一步提高SVM的性能，还可以采用优化算法，如预测控制、模糊控制等，以实现更精确的电压控制。
四、并网控制技术并网控制是四线制三电平逆变器的重要应用之一。
在并网过程中，逆变器需要与电网保持同步，以实现能量的高效传输和回馈。
因此，并网控制技术需要解决的关键问题包括同步检测、功率控制以及电流谐波抑制等。
在同步检测方面，通常采用锁相环（PLL）技术实现电网电压与逆变器输出电压的同步。
在功率控制方面，需要采用合适的控制策略，如MPPT（最大功率点跟踪）算法、下垂控制等，以实现逆变器与电网之间的功率平衡。
在电流谐波抑制方面，可以通过优化SVM算法、引入无源滤波器等方式，降低并网电流的谐波含量。
基于SVPWM三相并网逆变器仿真报告目录1.SVPWM逆变器简介 (1)2.SVPWM逆变器基本原理 (2)2.1.SVPWM调制技术原理 (2)2.2.SVPWM算法实现 (5)3.SVPWM逆变器开环模型 (9)3.1.SVPWM逆变器开环模型建立 (9)3.2.SVPWM逆变器开环模型仿真分析 (12)4.SVPWM逆变器闭环模型 (14)4.1.SVPWM逆变器闭环模型建立 (14)4.2.SVPWM逆变器闭环模型仿真分析 (15)1.SVPWM逆变器简介三电平及多电平空间矢量调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)法是建立在空间矢量合成概念上的PWM方法。
它以三相正弦交流参考电压用一个旋转的电压矢量来代替，通过这个矢量所在位置附近三个相邻变换器的开关状态矢量，利用伏秒平衡原理对其拟和形成PWM波形。
空间矢量调制方法在大范围调制比内有很好的性能，具有很小的输出谐波含量和较高的电压利用率。
而且这种方法对各种目标的控制相对容易实现。
SVPWM技术源于三相电机调速控制系统。
随着数字化控制手段的发展，在UPS/EPS、变频器等各类三相PWM逆变电源中得到了广泛的应用。
与其他传统PWM技术相比，SVPWM技术有着母线电压利用率高、易于数字化实现、算法灵活便于实现各种优化PWM 技术等众多优点。
2. SVPWM 逆变器基本原理2.1. SVPWM 调制技术原理SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。
在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。
两个矢量的作用时间可以一次施加，也可以在一个采样周期内分多次施加，这样通过控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，就可以使逆变器输出近似正弦波电压。
SVPWM 实际上是对应于交流感应电机或永磁同步电机中的三相电压源逆变器功率器件的一种特殊的开关触发顺序和脉宽大小的组合，这种开关触发顺序和组合将在定子线圈中产生三相互差120°电角度、失真较小的正弦波电流波形。
附件7：毕业设计（论文）开题报告题目T型三电平并网逆变器控制研究专业电气工程及其自动化班级电气1052014 年一、毕业设计(论文)课题来源、类型课题来源：与老师探讨，自己选择课题类型：应用型论文二、选题的目的及意义随着全球能源危机和环境污染问题的日益严重，并网逆变器的研发受到世界各国的普遍关注。
并网效率和并网电流电能质量是并网逆变器的两个重要指标,PWM调制方式对效率和并网电流电能质量存在关键的影响。
在此背景下，研究逆变器的拓扑结构以及其控制策略和并网控制方案。
随着太阳能、UPS技术的不断发展和市场的不断扩大，对逆变器效率的要求也越来越被制造商所重视，因此三电平的拓扑结构便应运而生。
众所周知，传统的两电平并网逆变器开关损耗大，直流电压利用低，输出电流谐波高，无法实现高压高质量的并网要求。
多电平逆变器不同于两电平变换器，其中采用电容或独立电源等方式产生多个电平，通过将多个功率器件按一定的拓扑结构组成可提供多电平输出的逆变电路，其主要目的是以尽量多的电平输出来逼近理想的正弦波形，从而减弱输出波形中的谐波影响。
在获得高压输入输出特性的同时，多电平逆变器也减轻了器件上的高压应力，可以使用较低电压等级的器件构造高压变流器，解决了器件串并联带来的问题。
多电平逆变器的出现，是电力电子技术发展的一个里程碑，它使得高压变频调速技术迅速走向了实用化，让我们看到了高性能控制在高压变频技术上的应用的希望。
近几年来,多电平逆变器成为人们研究的热点课题.三电平逆变器是多电平逆变器中最简单又最实用的一种电路。
与传统两电平结构相比，三电平结构除了使单个IGBT阻断电压减半之外，还具有谐波小、损耗低、效率高等优势。
各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。
其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。
第27卷㊀第11期2023年11月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.11Nov.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略王金平,㊀吉耀聪,㊀张庆岩,㊀刘圣宇,㊀姜卫东(合肥工业大学电气与自动化工程学院,安徽合肥230009)摘㊀要:对于中点钳位型三电平逆变器,传统的载波脉宽调制在高调制度低功率因数下中点电压会发生三倍频波动,而虚拟空间矢量调制虽然能实现中点电压无条件平衡,却存在开关损耗高的问题㊂针对上述问题,基于调制波分解的多约束目标的协调,提出一种适用于中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略㊂该调制策略采用双调制波单载波比较的方式实现,分析开关次数和中点电压无条件平衡的两类约束,为了在确保中点电压平衡的条件下降低开关损耗,提出上述两类约束的混合调制策略㊂在此基础上,探讨两种约束下的中点电压主动控制方法㊂另外,还对比了混合调制策略与其他调制策略的性能指标㊂混合调制策略可以在全调制度全功率因数下实现中点电压平衡,且相比虚拟空间矢量调制开关损耗有所降低,实验结果证明了其可行性和优越性㊂关键词:中点钳位型三电平逆变器;调制波分解;中点电压主动控制;开关损耗;调制策略DOI :10.15938/j.emc.2023.11.008中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)11-0066-13㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-10-28基金项目:国家自然科学基金(52077050)作者简介:王金平(1984 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为开关变换器拓扑及其控制;吉耀聪(1998 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;张庆岩(1995 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;刘圣宇(1997 ),男,硕士,研究方向为电力电子与电力传动;姜卫东(1976 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电能质量控制技术㊁并网变流器控制技术㊁电机控制技术㊂通信作者:王金平Hybrid modulation strategy for neutral point clamped three-levelinverter based on modulation wave decompositionWANG Jinping,㊀JI Yaocong,㊀ZHANG Qingyan,㊀LIU Shengyu,㊀JIANG Weidong(School of Electrical Engineering and Automation,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)Abstract :For neutral point clamped three-level inverter (NPC TLI),traditional carrier-based pulse width modulation (CBPWM)can cause triple frequency fluctuations in neutral point voltage (NPV)un-der high modulation index and low power factor.Although virtual space vector pulse width modulation (VSVPWM)can achieve unconditional balance of NPV,it has the problem of high switching loss.To address the above issues,a hybrid modulation strategy suitable for NPC TLI was proposed based on the coordination of multi-constraint objectives through modulation wave decomposition.It is realized by com-paring double modulation waves with a single carrier.Two types of constraints for switching times and un-conditional balanced neutral point voltage were analyzed.In order to reduce the switching loss under the condition of ensuring NPV balance,the proposed hybrid modulation strategy with the above two con-straints was obtained.On this basis,active NPV control methods under these two constraints were dis-cussed.In addition,the performance indicators of the proposed strategy and other strategies were com-pared.The hybrid modulation strategy can achieve NPV balance under full modulation index and full power factor,and has reduced switching losses compared to VSVPWM.Experimental results verify the feasibility and superiority of the proposed strategy.Keywords:neutral point clamped three-level inverter;modulation wave decomposition;active control of NPV;switching loss;modulation strategy0㊀引㊀言中点钳位型三电平逆变器(neutral point clamped three-level inverter,NPC TLI)是在高功率场合下应用最为广泛的多电平逆变器之一,其具有总谐波失真低㊁开关器件电压应力低和转换效率高等优点㊂在光伏并网㊁交流电机调速和电能质量综合治理等领域,NPC TLI都发挥着重要的作用[1-5]㊂中点电压(neutral point voltage,NPV)平衡是研究NPC TLI的关键问题[6]㊂在实际应用中,由于上下电容不一致或电容器充放电速率不对称,NPV会产生一定的波动,包括直流分量和交流分量两部分㊂这会导致功率器件的电压应力升高,滤波电感产生低频电流谐波,以及母线电容器的使用寿命降低等一系列问题,系统的可靠性将大大降低[7]㊂在直流侧采用大电容能抑制中点波动,但系统体积会增大㊂要维持NPV平衡,可在直流侧电容并联独立的直流电压源,这无疑增加了成本[8]㊂为了提高功率密度和降低成本,基于软件的解决方案更具有优势㊂多年来,人们对调制策略进行了广泛的研究㊂现今主要通过各种脉冲宽度调制(pulse width modu-lation,PWM)策略维持NPV平衡,主要可以划分为载波脉宽调制(carrier based PWM,CBPWM)和空间矢量脉宽调制(space vector PWM,SVPWM),且二者具有等效性[9-11]㊂由于实现简便,CBPWM策略在工业应用中比SVPWM策略更受欢迎[12]㊂CBPWM 策略有单调制波双载波和双调制波单载波两种方式,传统的单调制波双载波方式所生成的开关序列仅能同时产生0㊁1或1㊁2两个电平,而双调制波单载波方式可生成的开关序列能同时产生0㊁1㊁2三个电平㊂通过对双调制波的多种约束能实现不同的调制策略㊂传统的CBPWM不能在全功率因数和全调制度范围内实现NPV的平衡,在高调制度低功率因数的情况下,NPV会产生低频波动㊂文献[13]提出虚拟空间矢量PWM(virtual space vector PWM,VS-VPWM)的方法,该方法用冗余小矢量控制NPV的偏移,能无条件实现NPV平衡,但会增加功率管的开关次数,且算法比较复杂㊂由于上㊁下电容不相等,死区时间等非理想因素的影响,各种调制策略下的NPV还可能会缓慢变化㊂因此,有必要加以NPV 主动控制㊂在文献[14-18]中,NPV主动控制是通过给三相同时注入合适的零序电压(zero sequencevoltage,ZSV)来实现,这可使流入或者流出中点的电流减小甚至达到0,从而平衡NPV㊂NPC TLI还有一个重要的研究问题是开关损耗,低的开关损耗可以使NPC TLI运行效率提升,同时还能降低冷却系统的成本[19]㊂开关次数和导通电流是开关损耗最主要的2个影响因素㊂VSVPWM 由于在一个周期内有4次开关动作,会大大增加开关损耗㊂相对VSVPWM,传统的CBPWM在一个周期内有3次开关动作,故开关损耗更小㊂在文献[20]和文献[21]中,通过三相各电平占空比的计算获取双调制波,该方法未知变量多,计算过程繁琐㊂本文对调制波分解后的双调制波进行多种约束,更简便地获取双调制波,从而实现不同的调制策略㊂基于简单的调制波分解算法,提出一种混合调制策略,保证NPV在全调制度㊁全功率因数范围内平衡的同时,不过分增大开关损耗㊂1㊀NPC TLINPC TLI的拓扑如图1所示,每一相由4个开关器件和2个钳位二极管组成㊂C1和C2为上㊁下电容㊂直流母线电压u DC为上下电容电压之和㊂电容电压均衡时,u C1=u C2=u DC/2㊂选择电容中点作为参考点㊂导通的开关器件和输出电平之间的关系见表1㊂表1㊀导通的开关管与输出电平之间的关系Table1㊀Relationship between the gated on switch and the output level导通的开关管输出电平S1㊁S22S2㊁S31S3㊁S4076第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略图1㊀NPC TLI 拓扑Fig.1㊀Topology of NPC TLI㊀㊀在稳态时,NPC TLI 输出的三相电压u x (x =a,b,c)和电流i x 可以表示为:㊀u a =(u DC /2)m cos(ωt );u b =(u DC /2)m cos(ωt -2π/3);u c =(u DC /2)m cos(ωt -4π/3)㊂üþýïïï(1)㊀i a =I m cos(ωt -ϕ);i b =I m cos(ωt -2π/3-ϕ);i c =I m cos(ωt -4π/3-ϕ)㊂üþýïïï(2)其中:ωt 为相电压的相位角,m ɪ[0,1.1547]为调制度;I m 为相电流的峰值;ϕ为功率因数角㊂NPC TLI 一般采用空间矢量调制或载波调制㊂已有很多文献表明,这两种调制方法是等效的㊂CBPWM 通过调制波与载波比较生成相应的PWM 序列㊂与其它PWM 调制策略相比,CBPWM 更容易实现㊂CBPWM 一般使用三角载波,现在较常用的是用单调制波和双载波比较生成相应的PWM 序列,如图2所示㊂图中:S out,x 是某一相输出的PWM 序列;carrier1是上载波;carrier2是下载波㊂调制函数如下:S out,x=2,u x >carrier1;1,carrier1>u x >carrier2;0,u x <carrier2㊂ìîíïïï(3)可以看出,在一个开关周期内,这种比较方式可确保每相输出电平0㊁1或1㊁2,使得每相发生2次开关动作㊂图2㊀双载波单调制波方式下生成的PWM 序列Fig.2㊀PWM sequence generated by dual carrier andsingle modulation wave2㊀调制波分解算法为了便于分析和简化计算,对NPC TLI 输出的三相电压u a ㊁u b ㊁u c 排序:u max =max(u a ,u b ,u c );u mid =mid(u a ,u b ,u c );u min =min(u a ,u b ,u c )㊂üþýïïï(4)式中:u max ㊁u mid ㊁u min 分别为最大电压㊁中间电压和最小电压;i max ㊁i mid ㊁i min 分别为它们对应的相电流㊂将x 相的调制波u x 分解为双调制波u ᶄx 和u ᵡx ,即u x +u DC /2+u ZSV =u ᶄx +u ᵡx ,u ᶄx ɤu ᵡx ,u ᶄx ㊁u ᵡx ɪ[0,u DC /2]㊂(5)式中u ZSV 为向三相同时注入的ZSV㊂x 相分解后的双调制波u ᶄx 和u ᵡx 分别与同一载波比较,得到2个独立的PWM 序列S ᶄx 和S ᵡx ,将S ᶄx 和S ᵡx 相加,生成最终所需要的PWM 序列S x ,如图3所示㊂这种方式所产生的PWM 序列会同时出现0㊁1㊁2三个电平,这将导致逆变器的开关次数增多㊂因此必须对u ᶄx 和u ᵡx 加以约束㊂从图中可以看出,x 相输出序列中各个电平的占空比为:d x ,2=2u ᶄx u DC ;d x ,1=2u ᵡx u DC -2u ᶄx u DC ;d x ,0=1-2u ᵡxu DC㊂(6)图3㊀调制波分解Fig.3㊀Modulation wave decomposition根据文献[22],将一个调制波分解为2个调制波后,线电压可计算为:u max -u mid =(d max,2u DC +d max,1u DC2+d max,00)-(d mid,2u DC +d mid,1u DC 2+d mid,00)=(u ᶄmax +u ᵡmax )-(u ᶄmid +u ᵡmid );u mid -u min=(d mid,2u DC +d mid,1u DC2+d mid,00)-(d min,2u DC +d min,1uDC 2+d min,00)=(u ᶄmid +u ᵡmid )-(u ᶄmin +u ᵡmin )㊂üþýïïïïïïïïïïï(7)86电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀可知,输出序列没有改变线电压关系㊂事实上,式(5)仅给出了含有参数u ZSV的3个方程,不足以确定每相的双调制波㊂每相的双调制波的求解还需要其他的附加方程㊂众所周知,NPC TLI要尽量维持电容电压平衡㊂其基本原则是,若在一个开关周期起始时刻电容电压均衡,在该开关周期的结束时刻电容电压仍应维持平衡㊂三相电流在一个开关周期内注入中点的电流之和为i0,即i0=i max d max,1+i mid d mid,1+i min d min,1㊂(8)假设一个开关周期内三相电流近似不变,NPV 不变的条件是在一个开关周期内注入中点的电流之和为0,即i0=0㊂此时,代入式(6)给出的占空比,式(8)可以改写为i max uᵡmax+i mid uᵡmid+i min uᵡmin=i max uᶄmax+i mid uᶄmid+ i min uᶄmin㊂(9)上式表明,维持电容电压平衡的条件等价为调制波uᶄx和uᵡx进行功率交换时瞬时功率和相等㊂2.1㊀开关次数的约束如前所述,双调制波单载波的方式所产生的PWM序列可以同时出现0㊁1㊁2三个电平,这将导致逆变器的开关次数增多㊂为了减少开关次数,必须对uᶄx和uᵡx进行约束㊂若uᶄx=0,所产生的PWM序列可以仅出现0㊁1两个电平;若uᵡx=u DC/2,所产生的PWM序列可以仅出现1㊁2两个电平㊂不妨做如下约束:uᶄx=0,u x<0;uᵡx=u DC/2,u x>0㊂}(10)情形1:u max>0㊁u mid>0㊁u min<0㊂在这种情况下,双调制波uᶄx和uᵡx的约束如下:uᵡmax=u DC/2; uᵡmid=u DC/2; uᶄmin=0㊂üþýïïïï(11)将式(11)代入式(5)中可知:uᶄmax=u max+u ZSV;uᶄmid=u mid+u ZSV;uᵡmin=u min+u DC2+u ZSV㊂üþýïïïï(12)将式(11)和式(12)代入式(9)中,可以解得ZSV为u ZSV=i max u max+i mid u mid-i min u min2i min㊂(13)综合式(11)㊁式(12)和式(13),可知分解后的6个调制波为:uᶄmax=u max+i max u max+i mid u mid-i min u min2i min,uᵡmax=u DC2;uᶄmid=u mid+i max u max+i mid u mid-i min u min2i min,uᵡmid=u DC2;uᶄmin=0,uᵡmin=u min+u DC2+i max u max+i mid u mid-i min u min2i min㊂üþýïïïïïïïïïïïïïïï(14)情形2:u max>0㊁u mid<0㊁u min<0㊂在这种情况下,双调制波uᶄx和uᵡx的约束如下:uᵡmax=u DC/2;uᶄmid=0;uᶄmin=0㊂(15)类比情形1,可算得此情形下ZSV为u ZSV=i mid u mid+i min u min-i max u max2i max㊂(16)同理,分解后的6个调制波为:uᶄmax=u max+i mid u mid+i min u min-i max u max2i max,uᵡmax=u DC2;uᶄmid=0,uᵡmid=u mid+u DC2+i mid u mid+i min u min-i max u max2i max; uᶄmin=0,uᵡmin=u min+u DC2+i mid u mid+i min u min-i max u max2i max㊂üþýïïïïïïïïïïïïïï(17)值得注意的是,尽管基于开关次数的约束可以确定出每相的双调制波,但是必须考虑到uᶄx和uᵡxɪ[0,u DC/2]这一约束条件㊂当考虑到这一约束条件时,将可能无法完全按照式(13)和式(16)注入ZSV,这将导致NPV出现低频波动㊂在基于开关次数的约束下,从式(14)和式(17)得到的双调制波与电流的瞬时值相关,即与功率因数有关㊂在mɪ[0,1.1547],ωtɪ[0,2π]范围内,对于不同的功率因数角,图4展示了在开关次数的96第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略约束下,NPV 可以在一个开关周期内平衡的区域,其中包括情形1与情形2的区域,空白区域为NPV 不能在一个开关周期内实现平衡的区域,即式(14)和式(17)所得的双调制波无法满足u ᶄx 和u ᵡx ɪ[0,u DC /2]的约束条件㊂图4㊀不同功率因数下的可平衡区域Fig.4㊀Balanced regions under different power factors在基于开关次数的约束下,情形1与情形2以π/3为周期交替切换㊂当功率因数角ϕ=0时,除了调制度非常接近1.1547的很小区域外,其余区域都使NPV 在一个开关周期内平衡㊂随着功率因数的降低,情形1与情形2的适用区域逐渐变小㊂当功率因数角ϕ=π/2时,情形1与情形2的适用区域仅在调制度为0.58以下㊂2.2㊀NPV 无条件平衡约束为了达到NPV 的全功率因数范围平衡,应放宽对双调制波的约束㊂仅约束u max 和u min :u ᵡmax =u DC /2;uᶄmin=0㊂}(18)则式(9)可以改写为i max (u DC2-u ᶄmax )+i mid (u ᵡmid -u ᶄmid )+i min u ᵡmin =0㊂(19)考虑到i max +i mid +i min =0,则当下述条件成立时,即可使式(19)被满足u DC2-u ᶄmax =u ᵡmid -u ᶄmid =u ᵡmin ㊂(20)结合式(5)和式(20),求解出三相的双调制波为:u ᶄmax =12(u max -u min ),u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min ),u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid );u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )㊂üþýïïïïïïïïïï(21)从式(21)可以看出,只要u max -u min ɤu DC ,u ᶄx 和u ᵡx ɪ[0,u DC /2]这一约束条件总能被满足㊂不同于式(14)和式(17),式(21)所给出的双调制波与电流无关㊂因此,这种方法不受功率因数的限制㊂图5给出了NPV 无条件平衡约束的实现方法㊂每相双调制波与同一载波比较后生成2个PWM 子序列,将这2个PWM 子序列相加得到每一相最终的PWM 序列㊂可以看出,在NPV 无条件平衡约束下,最大相的PWM 序列由电平1㊁2组成,中间相的PWM 序列由电平0㊁1㊁2组成,最小相的PWM 序列由电平0㊁1组成㊂相比开关次数的约束,NPV 无条件平衡约束在一个周期内的开关次数增加了一次,增大了开关损耗㊂图5㊀调制波分解的开关序列Fig.5㊀PWM sequence of modulation wave decomposition2.3㊀两种约束的混合调制策略在基于开关次数的约束下,并非所有功率因数下都可以实现NPV 在一个开关周期内平衡,而在NPV 无条件平衡约束下,又会增大开关次数,从而07电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀增加开关损耗㊂因此,可以采用2种约束的混合调制策略,保证NPV 在一个开关周期内平衡的前提下尽可能减小开关损耗㊂在图4中,与开关次数的约束适用区域互补,空白区域即为NPV 无条件平衡约束的适用区域㊂图6给出了混合调制策略的流程图㊂可以看出,混合调制策略中最为关键的一步就是判定开关次数的约束下能否使求解出的双调制波满足u ᶄx 和u ᵡx ɪ[0,u DC /2]㊂在混合调制策略中,应尽量减少NPV 无条件平衡约束的使用次数㊂仅在基于开关次数的约束无法使用时,才采用NPV 无条件平衡约束,这样可以保证实现NPV 在一个开关周期平衡的同时不过分增大开关损耗㊂图6㊀混合调制策略的流程图Fig.6㊀Flowchart of hybrid modulation strategy图7给出了基于开关次数的约束在混合调制策略中的占比情况㊂可以看出,低调制度下(m <0.58)可以全部采用基于开关次数的约束㊂而调制度较高(m >0.58)时,基于开关次数的约束在混合调制策略中的占比会随着功率因数的变化而剧烈变化㊂当功率因数大于0.866且m <0.928,就可以使开关次数的约束占比达到100%㊂当功率因数降低到0时,混合调制策略中,开关次数的约束占比将迅速降为0㊂图7㊀开关次数的约束在混合调制策略中的占比情况Fig.7㊀Proportion of constraint based on switchingtimes in hybrid modulation strategy3㊀NPV 主动控制方法在基于开关次数的约束下,利用式(14)和式(17)计算双调制波时,需要用到下一开关周期的三相电流,而此电流还是未知的,如果用上一开关周期的三相电流替代,则不可避免的带来误差,导致NPV 逐渐偏移㊂在NPV 无条件平衡约束下,双调制波的计算虽然与三相电流无关㊂但一些非理想因素,例如电容容值的微小偏差㊁初始状态下的电容电压偏差㊁死区的插入等,都可能导致NPV 逐渐偏移㊂如果对NPV 偏移不加以主动控制,可能使电容电压或功率器件的电压应力超过其允许值,导致装备保护或发生较为严重的故障㊂因此有必要探讨这两种约束下的NPV 主动控制方法㊂若检测到上下电容电压偏差Δu NP =u C2-u C1㊂要改变NPV,必须向中点注入或抽取电流㊂NPV 主动控制的关键就在于对中点电流的控制㊂为了使NPV 重新回复至平衡状态,一个载波周期内需要向中点抽取的平均电流为i 0=Δu NP (C 1+C 2)/T S ㊂(22)式中T S 为开关周期㊂代入式(6)给出的占空比,式(8)可以改写为i 0=2u DC[i max (u ᵡmax -u ᶄmax )+i mid (u ᵡmid -u ᶄmid )+i min (u ᵡmin -u ᶄmin )]㊂(23)3.1㊀基于开关次数约束下的NPV 主动控制对于基于开关次数约束而言,三相的双调制波每相都有一个调制波为0或u DC /2,另一个调制波是随输出电压而改变㊂通过对后者注入ZSV 实现NPV 主动控制㊂在情形1时,由于u ᵡmax =u DC /2㊁u ᵡmid =u DC /2㊁u ᶄmin =0,故只能对u ᶄmax ㊁u ᶄmid ㊁u ᵡmin 注入ZSV,注入ZSV 后,6个调制波电压为:u ᶄmax =u max +u ZSV ,u ᵡmax =u DC2;u ᶄmid =u mid +u ZSV ,u ᵡmid =u DC2;u ᶄmin =0,u ᵡmin =12u DC+u min +u ZSV ㊂üþýïïïïïï(24)将式(24)代入式(23)可得u ZSV =2i max u max +2i mid u mid -2i min u min +i 0u DC4i min =u ZSV1+i 0u DC4i min㊂(25)17第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略值得注意的是,ZSV 由两部分组成,第一部分是为了在基于开关次数约束下实现NPV 在一个开关周期平衡所注入的ZSV,等同于式(13)计算的ZSV;第二部分是为了消除NPV 偏移而注入的ZSV㊂类似情形1,在基于开关次数约束下的情形2,实现一个开关周期内NPV 平衡且消除偏移的ZSV 为u ZSV =2i mid u mid +2i min u min -2i max u max -i 0u DC4i max㊂(26)3.2㊀NPV 无条件平衡约束下的NPV 主动控制对于NPV 无条件平衡约束而言,注入ZSV 的方法同样适用㊂不同的是,该约束下u ᵡmax =u DC /2㊁u ᶄmin =0,而u ᶄmax ㊁u ᶄmid ㊁u ᵡmid 和u ᵡmin 都可以改变㊂这意味着除了u ᶄmax 和u ᵡmin ,u ᶄmid 和u ᵡmid 可任选一个注入ZSV㊂此外,还能采用向电压中间相注入差模电压的方式㊂这便有了3种情形,以下一一对其分析㊂情形1:对u ᶄmax ㊁u ᵡmid ㊁u ᵡmin 注入ZSV㊂注入ZSV 后,三相的6个调制波电压为:u ᶄmax =12(u max -u min )+u ZSV ,u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min ),u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid )+u ZSV ;u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )+u ZSV ㊂üþýïïïïïïïïïï(27)将式(27)代入式(23)可得u ZSV=-i 0u DC 4i max㊂(28)情形2:对u ᶄmax ㊁u ᶄmid ㊁u ᵡmin 注入ZSV㊂注入ZSV 后,三相的6个调制波电压为:u ᶄmax =12(u max -u min )+u ZSV ,u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min )+u ZSV ,u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid );u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )+u ZSV ㊂üþýïïïïïïïïïï(29)将式(29)代入式(23)可得u ZSV =i 0u DC4i min㊂(30)情形3:对u ᶄmid 和u ᵡmid 注入差模电压㊂注入差模电压后,三相的6个调制波电压为:u ᶄmax =12(u max -u min ),u ᵡmax =12u DC ;u ᶄmid=12(u mid -u min )-u dmv ,u ᵡmid =12u DC -12(u max -u mid )+u dmv ;u ᶄmin=0,u ᵡmin =12u DC -12(u max -u min )㊂üþýïïïïïïïïïï(31)式中u dmv 为差模电压㊂将式(31)代入式(23)可得u dmv =i 0u DC4i mid㊂(32)值得注意的是,NPV 无条件平衡约束下所得的ZSV 或差模电压只包含为了消除NPV 偏移的部分㊂以上3种情形的调节能力有所不同,在实际应用中可以选择调节能力最强的一种[20]㊂4㊀性能分析本节主要从开关损耗方面评价本文提出的混合调制策略,并与现有的方法对比㊂不同PWM 策略下的导通损耗大致相等,但开关损耗相差很大㊂因此,在分析不同调制策略的损耗时,开关损耗占主导地位,不考虑传导损耗㊂为了比较全调制度和全功率因数范围内的开关损耗,在不同调制度下,调节负载使相电流幅值保持不变㊂这样,开关损耗仅与调制方案㊁负载功率因数和调制算法的开关次数有关㊂由文献[23]知,在一个基波周期内,下式用于评估开关损耗,即P SL =ðn =1, ,N[i a (n )k a (n )+i b (n )k b (n )+i c (n )k c (n )]㊂(22)在全调制度和全功率因数范围内,分别计算混合调制策略㊁CBPWM 和VSVPWM 在一个基波周期内的总开关损耗,分别命名为P Hyb ㊁P CB 和P VSV ㊂值得注意的是,在比较不同调制算法的开关损耗时,它们之间的比率比具体值更重要㊂图8分别给出了P VSV /P CB ㊁P Hyb /P CB 和P Hyb /P VSV 的值㊂从图8(a)可以看出,VSVPWM 的开关损耗在全调制度和全功率因数范围内始终高于CBP-WM㊂当ϕ=π/2和3π/2时,VSVPWM 的开关损耗27电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀可以达到CBPWM 的1.5倍左右㊂原因是u mid 对应的相电流最大,且该相有两次开关动作,开关损耗大大增加㊂当ϕ=0和π时,VSVPWM 的开关损耗仍达到CBPWM 的1.1倍左右㊂较高的开关损耗是VSVPWM 的主要缺点㊂图8(b)给出了P Hyb /P CB 在全调制度和全功率因数范围内的值㊂可以看出,当调制较低时(m <0.58),P Hyb /P CB 始终为1,即开关损耗与CBPWM 相同㊂当调制较高时(m >0.58),开关损耗会随着功率因数的降低而增加㊂这是因为随着功率因数的降低,NPV 无条件平衡约束比例逐渐增加,因此开关损耗增加㊂当功率因数为0时,即ϕ=π/2和3π/2,P Hyb /P CB 的值最高,可达1.5㊂这是因为几乎整个开关周期内都采用NPV 无条件平衡约束㊂图8㊀不同调制策略下的开关损耗Fig.8㊀Switching losses under different modulationstrategies图8(c)给出了全调制度和全功率因数范围内的P Hyb /P VSV 值㊂可以看出,P Hyb /P VSV 的值在全范围内都小于l㊂说明混合调制策略与VSVPWM 相比,不仅可以平衡全范围内的NPV,而且可以降低开关损耗㊂5㊀实验结果为了验证本文提出的混合调制算法,搭建了NPC TLI 的实验平台,其中交流源通过不控整流桥为逆变器提供直流侧电压,如图9所示㊂实验系统的主要参数见表2㊂本文实验部分分析了CBPWM㊁VSVPWM 和混合调制策略㊂实验包括稳态实验和动态实验2个部分,并分析了实验结果㊂图9㊀NPC TLI 的实验平台Fig.9㊀Experimental platform of NPC TLI表2㊀实验参数Table 2㊀Experimental parameters㊀㊀参数数值直流侧电压/V 200直流侧上下电容/μF 1000负载1/Ω2e jπ/12负载2/Ω2e j5π/12负载3/Ω6e jπ/12负载4/Ω6e j5π/12负载5/Ω12e jπ/12开关频率/kHz 8基波频率/Hz505.1㊀稳态实验图10~图12给出了CBPWM㊁VSVPWM 和本文37第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略提出的混合调制策略在不同调制度和负载下的稳态实验结果,包括直流侧上下电容电压㊁双调制波㊁相电压相电流和线电压㊂在此次实验中,使用表2中的负载1~负载4来保持相电流的幅值不变㊂图10㊀CBPWM 的稳态实验Fig.10㊀Steady state experiment ofCBPWM图11㊀VSVPWM 的稳态实验Fig.11㊀Steady state experiment of VSVPWM图10给出了CBPWM 下的稳态实验结果㊂当m =0.3与ϕ=π/12,ϕ=5π/12时,NPV 几乎没有波动㊂表明了低调制度,在CBPWM 下,NPV 可以被47电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀很好的控制,而无关乎功率因数㊂当m=0.9与ϕ=π/12时,NP电压波动很小;当m=0.9和ϕ=5π/ 12时,NPV有明显的三倍频波动,幅值接近直流侧电压的5%㊂CBPWM的双调制波如图10中的uᶄa和uᵡa所示,在低功率因数的时候会发现,双调制波的部分区间会达到允许的限定值,这是由于相电流滞后于相电压接近90ʎ,导致所需注入的零序电压的幅值过大造成的㊂在高调制度时,这一现象尤为明显,这意味着对NPV的控制能力变差㊂图11给出了在VSVPWM的实验结果,可以看出NPV在全调制度㊁全功率因数下都得到很好的控制,几乎没有波动㊂由于VSVPWM其本身的NPV 平衡能力就很好,在加入NPV主动控制后,对双调制波的改变很小㊂观察VSVPWM的双调制波uᶄa和uᵡa,在不同调制度和功率因数下双调制波的波形几乎相同㊂图12给出了在混合调制策略的实验结果㊂可以看出NPV在全调制度㊁全功率因数下都维持了平衡㊂混合调制策略下的双调制波如图12中的uᶄa和uᵡa所示,当m=0.3与ϕ=π/12和ϕ=5π/12,混合调制策略的双调制波较为接近CBPWM相应的双调制波;当m=0.9㊁ϕ=π/12时,CBPWM与VSVPWM 的双调制波在混合调制策略的双调制波体现;当m=0.9和ϕ=5π/12时,混合调制策略的双调制波较为接近VSVPWM的双调制波㊂对于开关损耗,在实验中使用Tektronix TPS2024示波器与专业功率分析模块测量㊂图13给出了不同调制策略下的开关损耗测量值㊂图10~图12的4种工况分别表示为(a)~(d)㊂不难发现,CBPWM和VSVPWM的开关损耗分别为最低和最高,混合调制策略的开关损耗总是介于二者之间㊂实验研究中各种调制策略在不同情况下的开关损耗之比与图8中的仿真分析基本吻合㊂结果证明,相比于VSVPWM,混合调制策略有降低开关损耗的效果㊂另外,表3还给出了不同调制策略下相电流i a 的THD㊂可以看出,CBPWM在中点电压存在三倍频波动时输出电流质量最差,在中点电压可以平衡时输出电流质量最好㊂VSVPWM和本文所提的混合调制策略能完全平衡中点电压,故其谐波含量相对较低㊂图12㊀混合调制策略的稳态实验Fig.12㊀Steady state experiments for hybridcontrol method57第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略图13㊀不同调制策略下的开关损耗Fig.13㊀Switching losses under different PWM strategies 表3㊀不同调制策略下i a的THDTable3㊀THD of i a under different PWM strategies调制度和功率因数CBPWM/%VSVPWM/%混合调制策略/% m=0.3,ϕ=π/12 3.98 4.12 4.03m=0.3,ϕ=5π/12 4.49 4.23 4.36m=0.9,ϕ=π/12 4.01 4.25 4.12m=0.9,ϕ=5π/12 5.13 4.35 4.405.2㊀动态实验图14~图16给出了动态实验结果,包括NPV 恢复㊁负载突变和调制度突变㊂NPV恢复实验中使NPV在初始时存在20V的偏移,使用不同调制方法使得NPV恢复到平衡状态㊂图14给出了采用混合调制策略时的NPV恢复过程㊂可以看出,混合调制策略能使NPV从不平衡状态迅速恢复到平衡状态㊂图14㊀混合调制策略下的NPV恢复过程Fig.14㊀NPV recovery process under mixedmodulation图15㊀当m=0.9,ϕ=5π/12时,CBPWM和VSVPWM 的NPV恢复过程Fig.15㊀NPV recovery process under CBPWM and VS-VPWM while m=0.9,ϕ=5π/1267电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图16㊀混合调制策略下的动态过程Fig.16㊀Dynamic process under hybrid control method 图15给出了在m=0.9和ϕ=5π/12时,CBP-WM和VSVPWM的NPV恢复过程㊂可以看出,虽然CBPWM最终消除了在NPV上的直流偏移,但存在着较大的交流纹波㊂VSVPWM具有良好的NPV 恢复能力,NPV最终实现平衡㊂图16给出了在混合调制策略下调制度突然变化及负载突然变化的实验结果㊂负载突变实验使用负载3与负载5㊂容易看出,在动态过程中,NPV均被很好的控制㊂这说明混合调制策略在动态过程中对NPV具有很强的控制能力㊂6㊀结㊀论本文基于一种简单的调制波分解算法,对双调制波进行多种约束,以达到不同的调制目标㊂为了在全调制度㊁全功率因数范围内实现NPV平衡,本文提出了一种混合调制策略,实现了在NPV平衡的前提下开关损耗有所降低㊂与单纯采用某一约束相比,混合调制策略在NPV平衡方面和开关损耗方面具有一定的优势㊂理论分析和实验结果表明本文所提出的混合调制策略对NPV具有VSVPWM同样地控制效果,但开关损耗有所降低㊂参考文献:[1]㊀葛兴来,张晓华,岳岩.低载波比下三电平NPC逆变器同步SVPWM算法[J].电机与控制学报,2018,22(9):24.GE Xinglai,ZHANG Xiaohua,YUE parative study on synchronized space vector PWM for three level neutral point clamped VSI under low carrier ratio[J].Electrical Machines and Control,2018,22(9):24.[2]㊀KOURO S,MALINOWSKI M,GOPAKUMAR K,et al.Recentadvances and industrial applications of multilevel converters[J].IEEE Transaction on Industrial Electronics,2010,57(8):2553.[3]㊀胡存刚,胡军,马大俊,等.三电平光伏并网逆变器SHEPWM优化控制方法[J].电机与控制学报,2016,20(7):74.HU Cungang,HU Jun,MA Dajun,et al.Optimized control meth-od for three-level photovoltaic grid-connected inverter using SHEP-WM[J].Electrical Machines and Control,2016,20(7):74.[4]㊀JAMWAL P S,SINGH S,JAIN S.Three-level inverters for induc-tion motor driven electric vehicles[C]//20203rd International Conference on Energy,Power and Environment,March5-7, 2021,Meghalaya,India.2021:1.㊀[5]㊀姜卫东,王培侠,王金平,等.全范围内中点电位平衡的三电平变换器调制策略[J].电力系统自动化,2018,42(21):145.JIANG Weidong,WANG Peixia,WANG Jinping,et al.Modula-tion strategy for three-level converter with neutral point potential balance in full range[J].Automation of Electric Power Systems, 2018,42(21):145.[6]㊀向超群,陈春阳,韩丁,等.中点电位不平衡度反馈的三电平虚77第11期王金平等:基于调制波分解的中点钳位型三电平逆变器的混合调制策略。
三相三电平光伏并网逆变器的研制的开题报告一、选题背景及意义光伏发电在近年来得到了广泛的推广和应用，逆变器是光伏发电系统中最重要的部件之一，起到将直流电转换成交流电的作用。
为了提高光伏发电系统的效率和安全性，不断优化逆变器的控制策略和电路设计，是当前研究的重点之一。
传统的两级逆变器的输出波形不够平滑，会带来一些问题，如谐波干扰等。
而三相三电平逆变器的输出波形相对平滑，能够减小谐波干扰，提高系统效率。
因此，研究三相三电平光伏并网逆变器的控制策略和电路设计，对提高光伏发电系统的性能有着重要意义和实际价值。
二、主要内容和研究方法本研究拟研制一种三相三电平光伏并网逆变器，并针对该逆变器进行控制策略和电路设计的研究。
主要研究内容包括：1.三相三电平逆变器电路设计。
根据光伏发电系统的要求，设计合适的三相三电平逆变器电路，提高系统效率和稳定性。
2.逆变器控制策略研究。
通过对光伏发电系统的分析和研究，确定逆变器的控制策略，实现逆变器的有效控制和运行。
3.硬件系统实现和测试。
根据电路和控制策略设计的结果，进行硬件系统的实现和测试，验证系统的有效性和可行性。
本研究主要采用实验方法，通过对光伏发电系统的分析和研究，设计出符合要求的三相三电平逆变器电路，并结合控制策略实现控制和运行，最终实现硬件系统，并进行测试，在实验结果的基础上加以优化。
三、预期成果及贡献本研究的预期成果包括：1.设计出一种符合要求的三相三电平光伏并网逆变器电路。
2.研究出逆变器的控制策略，实现逆变器的有效控制和运行，提高系统效率和稳定性。
3.实现硬件系统并进行测试，验证系统的有效性和可行性。
本研究的主要贡献包括：1.提高了光伏发电系统的效率和稳定性，为光伏发电技术的推广和应用提供了技术支持。
2.对三相三电平逆变器的电路设计和控制策略进行了研究和探讨，为该领域的研究提供了新的思路和方法。
3.提供了一种针对光伏发电系统的三相三电平逆变器的控制设计方法，可借鉴其他类似领域研究的方案。
基于简化三电平SVPWM的T型三电平整流器控制研究邹灿;吴星荣【摘要】In view of the problem that the traditional three-level space vector modulation(SVM)requires a large calculation of partitioning and voltage vector,a simplified three-level SVPWM strategy was presented,then,the digital implementation method of the proposed modulation was given. To improve the neutral voltage unbalance inherent problems of three-level T-type rectifier,neutral voltage balance control method based on the small vector modified was adopted. To test and verify the correctness of the neutral voltage balance control and the validity of the simplified SVPWM modulation method,a 5 kW T-type three-level rectifier prototype platform was built. The experiment results show that the proposed method effectively simplifiy the calculation of space vector modulation vector operation and the neutral voltage is kept balance.%针对传统三电平空间电压矢量存在的区间划分繁琐、矢量作用时间计算复杂等问题,提出了一种简化的三电平SVPWM调制策略,给出了数字化实现方法,为改善T型三电平中点电位不平衡问题,提出并采用引入小矢量修正的中点电位平衡控制方法.为验证中点电位平衡控制与简化SVPWM调制的有效性,构建了一台额定功率为5 kW的T型三电平变换器样机模型.实验结果表明,文中调试方法在极大简化了矢量运算的同时可有效实现中点电位的平衡控制.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2018(048)006【总页数】5页(P41-45)【关键词】T型三电平整流器;简化空间矢量调制;中点电位平衡;小矢量修正【作者】邹灿;吴星荣【作者单位】杭州科技职业技术学院机电工程系,浙江杭州 311400;杭州科技职业技术学院机电工程系,浙江杭州 311400【正文语种】中文【中图分类】TM71近年来，随着移动互联网、云计算、电动汽车等新兴产业的快速发展，与之相配套的直流供电系统受到工业界的普遍重视，然而传统的48 V低压直流供电和交流UPS供电方式在可靠性、安全性及高能耗等方面的问题也越来越多，尤其是可靠性低、建设成本高、维护及扩容难度大、供电效率低、电流谐波大等缺陷日益凸显［1-3］。
