临界连续电流模式Flyback设计范例(85W)

FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。

FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。

FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。

变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。

当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。

通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。

FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。

输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。

例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。

您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。

第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。

变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。

开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。

二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。

第三步是设计控制电路。

控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。

一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。

它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。

误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。

比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。

最后一步是进行性能和稳定性分析。

您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。

这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。

总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。

通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。

fly back电路原理Flyback电路原理解析1. 引言在电子领域中，Flyback电路是一种常见的开关电源电路。

它通过电感和开关管来实现能量存储和转换，被广泛应用于各种电子设备中。

本文将从浅入深，逐步解释Flyback电路的相关原理。

2. Flyback电路概述Flyback电路是一种基于能量存储原理的开关电源电路。

它由输入电源、开关管、变压器和输出负载组成。

其基本原理是：通过开关管周期性地将输入电流进行开关，使得能量储存在变压器的磁场中，然后通过缓冲电容和输出负载实现电能的转换。

3. Flyback电路的工作原理Flyback电路的工作原理可以归纳为以下几个关键步骤：断开开关管当开关管断开时，输入电源与变压器之间没有电流流动。

此时，由于变压器的磁场储能，其两端的电流不会突变，而是逐渐减小。

开关管闭合当开关管闭合时，输入电源与变压器之间建立起电流。

此时，变压器的磁场能量开始转化为电流能量，使得变压器两端的电流迅速增加。

磁场崩溃在开关管闭合的过程中，当输入电流持续流入时，变压器的磁场能量逐渐积累。

然而，当开关管断开时，输入电流突然中断，使得磁场能量无法继续储存。

这时，磁场能量会以感应电动势的形式引发在变压器绕组中产生电压。

能量转移由于断开开关管后的崩溃磁场引发的感应电动势，变压器绕组上的电压会增大，甚至达到输出负载所需的电压。

随后，该电压通过输出电路传递给负载。

同时，输出电路中的缓冲电容会储存一部分能量，以保持输出电压的稳定性。

4. Flyback电路的特点Flyback电路具有以下几个突出的特点： - 隔离性：由于变压器的存在，输入电源与输出负载之间可以实现电气隔离。

- 多输出：通过合理设计变压器绕组，Flyback电路可以实现多路输出。

- 反馈控制：通过添加反馈控制回路，可以实现对输出电压、电流等参数的精确控制。

- 高效性：Flyback电路具备较高的能量转换效率，能够满足不同应用场景的要求。

反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。

它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。

本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。

一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。

其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。

1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。

在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。

通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。

二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。

2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。

连续硬开关反激变压器设计电路基本参数Po64watt输出功率Pi max75.29WattVo18V输出电压Io 3.56AVf0.5V输出整流二极管压降Pp looses0.50WattUimin(ac)90V最低输入电压Vp looses0.76VUimax(ac)264V最高输入电压Pi trans74.79WattN*(Vo +Vf)120V次级反射电压Uimin(avg)114.78VV leakage70V漏感尖峰Uimax(dc)373.35Vefficiency(min)0.85预期整机平均效率Dcmax0.51计算占空(最低输入平均电压时) KRP（min）0.4连续时小于1Np/Ns 6.49rateBmax (mT)250变压器计算最大变化磁感应强度f sw (Khz)70开关频率Tsw14.29usNp33cycle初级匝数Ns5cycle次级匝数d0.50mm集肤深度Ae of Np0.15mm^2初级截面number of Np1Ae of Ns0.39mm^2次级截面number of Ns6 diameter of Np0.44mm初级线径diameter of Np0.45mm diameter of Ns0.70mm次级线径diameter of Ns0.35mm choose diameter of Np1*0.45mm选择初级线径Ae(Np)0.16mm^2 choose diameter of N6*0.35mm选择次级线径Ae(Ns)0.58mm^2开关管及散热片设计max loose 2.09Watt最大损耗deta tempreture45℃最高温升Rh-a18.04℃/Wh9.3heat sink As4648.36mm^2散热片表面积squre48.21mm正方形散热片边长输出整流二极管及散热片设计max loose 2.46Watt最大损耗deta tempreture45℃最高温升Rh-a14.77h9.3heat sink As5971.12mm^2散热片表面积squre54.64mm正方形散热片边长变压器损耗铁损core type2PC30=1 , PC40=2Pfe (KW/m^3)400.00材质损耗系数K81.85损耗系数Pcore (Watt)0.84磁芯损耗铜损最低输入电压最高输入电压Rcu22mohm *m/mm^2Rcu22mohm *m/mm^2 Rp cu0.06ohm初级绕线电阻Rp cu0.06ohmRs cu0.00236ohm次级绕线电阻Rs cu0.00236ohmPp cu looses0.05Watt初级铜损Pp cu looses0.010WattPs cu looses0.08Watt次极铜损Ps cu looses0.057WattPcu loose0.13Watt总铜损Pcu loose0.0673Watt漏感损耗最低输入电压最高输入电压Lp leakage26.12uH漏感量Lp leakage26.12uH Pleakage looses 2.34Wtt漏感损耗P leakage looses 1.59WttP Rclamp 2.34Watt吸收电阻功耗P Rclamp 1.59WattPR4Watt吸收电阻选择P R4Watt整机效率最低输入电压最高输入电压Pin diode looses0.83Watt输入二极管损耗P in diode looses0.28Watt Primary Other loose1Watt初级其它损耗Primary Other loos1Watt Secondly Other loose0.5Watt次级其它损耗Secondly Other loos0.5Watt Primary Total loose 6.30Watt初级总损耗Primary Total loos4.382Watt Secondly Tatal loose 3.88Watt次级总损耗Secondly Tatal loos3.657WattAll looses10.19Watt整机总损耗All looses8.04WattAll efficiency86.27%整机效率All efficiency88.84%备注:该表适合连续模式反激变换器,功率在30W以上,其中对功耗的计算只是近似的估算,不能做准确值,但可以各参数变化对整机效率影响,以用于对电源各参数的优化连续硬开关反激Created by Haibin Xiao 2007/10/11Update:2007/10/12QQ:76141475 Email:xhb0128@1输入参数黄色与蓝色为输入参数，可更改，淡绿色与红色为计算结果计算结果参数验证器件选择最低输入电压检验Cin/Pin 2.3uF/W选择的输入电容与输入瓦数比Ccin172.03uF计算的输入电容Cin47uF选择的输入电容Vipp25V最低输入电压纹波(据输入电容与瓦数比查表）Vimin102.28V最低输入直流电压Viavg0.73A最大输入平均电流Dmax0.54最大占空比<IC可实现最大占空比算占空比(最低输入平均电压时)deta Iip0.60A初级脉动电流初次级匝比Iip 1.66A初级峰值电流Bmax647.48mT最大磁感应强度<所用磁芯材料饱和强度开关周期关机瞬间变压器饱和检验Vuvp75V最低工作电压Viavg0.9973A输入平均电流D0.62占空比<IC可实现最大占空比deta Iip0.50A初级脉动电流Iip 1.87A初级峰值电流Bmax732.06mT最大磁感应强度<所用磁芯材料饱和强度初级并绕匝数次级并绕匝数<集肤深度<集肤深度最终初级截面>初级截面最终次级截面>次级截面关断损耗开关总损耗mohm *m/mm^2初级绕线电阻次级绕线电阻初级铜损次极铜损总铜损漏感量漏感损耗吸收电阻功耗吸收电阻选择输入二极管损耗初级其它损耗次级其它损耗初级总损耗次级总损耗整机总损耗整机效率似的估算,不能做准确值,但可以示出28@改，淡绿色与红色为计算结果，不可改动查表）。

flyback原副边电流关系-回复Flyback变压器是一种常见的开关电源变压器，广泛应用于各种电子设备中。

它的工作原理与普通变压器有所不同，其中一个重要的关系就是其原边和副边电流之间的关系。

本文将一步一步回答关于flyback原副边电流关系的问题。

Flyback变压器的结构和原理首先，让我们了解一下Flyback变压器的结构和工作原理。

Flyback变压器主要由一个磁性芯、一个原边线圈和一个副边线圈组成。

原边线圈由交流电源驱动，副边线圈则通过开关管控制以产生输出电压。

当开关管导通时，原边线圈会储存能量，而当开关管关闭时，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。

Flyback变压器的开关周期Flyback变压器的工作周期分为两个阶段：导通阶段和断开阶段。

在导通阶段，开关管导通，原边线圈储存能量；而在断开阶段，开关管关闭，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。

这两个阶段的时间比例称为开关周期。

开关周期的长度由开关管的导通时间和断开时间决定。

Flyback原边电流当开关管导通时，原边线圈会接收电源的电流，并将其转化为磁能。

根据电流连续性原理，原边电流的平均值与副边电流的平均值应相等，即：I_primary_avg = I_secondary_avg其中，I_primary_avg代表原边电流的平均值，I_secondary_avg代表副边电流的平均值。

Flyback副边电流当开关管关闭时，存储在原边线圈中的能量通过磁耦合传输到副边线圈。

副边电流的变化与原边电流的变化成反比，即原边电流下降，副边电流增加。

这是由于变压器的能量守恒原理所决定的。

根据变压器的能量守恒原理：V_primary_avg ∙ I_primary_avg ∙ t = V_secondary_avg ∙I_secondary_avg ∙ t其中，V_primary_avg代表原边电压的平均值，V_secondary_avg代表副边电压的平均值，t代表开关周期的长度。

反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输⼊电压围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G ⼯作频率：fH 最⼤输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。

2. ⼀次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝⽐n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出⼆极管D的正向压降，⼀般取0.5～1V 。

4. 最⼤占空⽐的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，⽤于粗略估计占空⽐是否合适，后⾯⽤更精确的算法计算。

⼀般控制器的占空⽐限制Dlim的典型值为70%。

----------------------------------------------------------------------------- 上⾯是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin 可以取希望的⼯作输⼊电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后⾯计算考虑实际情况对n进⾏调整，反复计算，可以得到⽐较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个⼆次绕组，可以⽤单⼀输出等效。

输入电压Vin（V）输出电压Vo（V）输出电流（Io）二极管压降V f （V）开关频率fs（Hz）451210.4350000副边极限电流ΔIsmax（A）副边电感量Ls=Lp/n 2(uH)匝数比n=Np/Ns磁截面积Ae（mm 2）磁通密度ΔB（T）2.39309523825.00945181.09523809511.40.25占空比DVo+Vf（V）23.18%12.4ΔI SB （A）D off =1-DLs=Lp/n 2（uH）1.08819206476.82%25.0094518副边峰值电流ΔIsp（A）工作状态1.846CCM模式副边实际峰值电流计算由公式Io=ΔIo*ΔTs/2,可得ΔTs=2Io/ΔIo；将ΔI SB 公式代入ΔIo，ΔTs代替D off ，得到ΔTs=[1、当D off >ΔTs时，在t off 时间内，电感可以完成放电,电路工作在DCM状态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*2、当D off =ΔTs时，在t off 时间内，电感刚好完成放电，因此，电路工作在DCM/CCM模式临界点，3、当D off <Δts时，在toff 时间内，若放电电流从0开始变化，无法提供足够的能量，因此存在直流 此时ΔI SP =ΔI SB +ΔIs，∵ 根据梯形体积公式Io=[ΔIs+（ΔI SB +ΔIs）]*D off /2,得到ΔIs=Io/D off -ΔI SB /2 ∴ ΔI SP=ΔI SB +ΔIs=Io/D off +ΔI SB /2已知量原边、副边极限电流计算（磁饱和电流由公式Ns=Ls*ΔIsmax/(ΔB*Ae)，可得ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）占空比计算由公式n=Vin/(Vo+Vf)*D/(1-D)，可得D=n(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)临界状态电感输出峰值电流计算由公式Ls=(Vo+Vf)*D off /(ΔI SB *fs)，可得ΔI SB =(Vo+Vf)*D off /(Ls*fs)原边匝数Np副边匝数Ns原边电感量Lp（uH）232130副边峰值原边峰值原边极限电流ΔIpmax（A）1.8461.6852.185开关关闭时间占比D off =1-D 电流变化时间占比ΔTs76.82%118.82%I OB （A）Ts代替D off ，得到ΔTs=[2Io*Ls*fs/（Vo+Vf）]0.5态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*ΔTs/(Ls*fs)；在DCM/CCM模式临界点，此时ΔI SP =ΔI SB ；足够的能量，因此存在直流分量，电路工作在CCM模式下，o/D off -ΔI SB /20.41795704和电流）ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）/Lsn(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)+Vin)临界状态输出电流计算I OB =ΔI SB *D off /2。

FLYBACK TX设计实例设计目标：Array 4K 的SPS TX设计原则：变压器在最恶劣了条件下也不饱和，变压器损耗（温升）在可接受范围内。

设定条件：1．输入电压范围（电池电压）90～141Vdc2．设计输出电压(+12V，+/-15V，HF.POWER)，其中+12V为反馈电压，设计值为12.7V3．最大输出功率为Pout=40W4．效率约为Eff=0.85．变压器工作在不连续模式（功率较小，设计在不连续模式可以缩小体积）6．IC选择UC3845，所以最大占空比Dmax=0.45设计过程：1．选用铁芯材质选用铁氧体材质TDK PC40，该材质的饱和磁通约为3900Gauss@100℃，但线性较好的区域只到3000Gauss，而且需留一定的裕量，所以设计中最大磁通最好在2300Gauss以内（Bmax<2300Gauss）。

2．决定铁芯尺寸根据经验，EE25磁芯在fs=120KHz左右基本可以满足该功率要求。

开关频率越高，传送相同的功率所需的体积越小，但损耗越大，同时，也要注意电路中其他元件（开关管、整流二极管、驱动元件等）是否可以承受该开关频率。

EE25参数：Ae=40mm2(0.4cm2)3．计算输入功率及输入电流Pin=Pout/Eff=40/0.8=50WIin=Pin/Vi=50/90=0.56A4．计算原边电感值在最小输入电压（90V）时，工作在不连续模式的临界状态（这样既可以保证电路在任何时候都工作在不连续模式，又能最大地利用占空比），此时D=0.45（最大duty）。

△I=Iin*2/D=0.56*2/0.45=2.48AL=Vi*D/△I*fs=90*0.45/2.48*120*10e3=136uH5．计算Rs（Rs：检流电阻）在最小输入电压时，D=0.45Rs=1V/2.48A=0.403 OHM（1V为3845电流比较PIN饱和电压）6．决定Np在最大输入电压141V时D=L*fs/Vin*Rs=136*10e-6*120*10e3/141*0.403=0.287由E=NBA/D => Np=D*Vi/（B*Ae*fs*10e-8）Np=0.287*141/(2300*0.4*10e-8*120*10e3)=36.65Ts7．决定Ns（Ns：反馈绕组圈数）V out=12.7V+Vdiode=12.7+0.8=13.5V（实际计算的输出电压要将整流二极管的压降考虑在内）根据变压器原副边伏秒平衡规律Vin*D=(Np/Ns)*Vout*(1-D) => Np/Ns=Vin*D/V out*(1-D)=90*0.45/13.5V*0.55=5.45Ns=36.65/5.45=6.72Ts因计算值不为整数，需重整，取Ns=7Ts，Np=5.45*7=38.15->38Ts其他绕组圈数根据其与反馈绕组的电压比来确定Ns1(+15V)=(19/13.5)*7=9.85->10Ts （+15V由7815产生，7815输入要>18V才能保证输出15V）Ns2(-15V)= Ns1(+15V)=10TsNs3(HF.POWER)=(15/13.5)*7=7.78->8Ts8．计算气隙1/2Lipp2=(1/2BmaxHVg)10E8 Vg=lg*Ae =>lg=0.4*pi*L*Ipp2/Ae*Bmax2=0.4*3.14*136*10e-6*2.48*2.48*10e8/0.4*2300*2300=0.5mm（合理）气隙长度为衡量设计是否有效的一个重要指标，一般而言，设计气隙以不超过1mm为宜，超过之会导致漏感太大，对开关管SPIKE和EMI都极为不利。

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。

一、Flyback电路简介（一）Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。

（1）Flyback变换器理论模型如图。

（2）实际电路结构根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。

当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。

（2）转换效率高，损失小。

（3）匝数比值较小。

（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。

（三）Flyback变换器缺点（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。

（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。

（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

二、Buck －Boost 转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback 转换器，要从其基本转换器Buck －Boost 电路开始。

（一）Buck －Boost 电路组成Buck －Boost 电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。

flyback电源设计全套理论与计算!
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1.开关电源基本工作原理
1 开关电源的基本构成
图1.1 为开关电源电路的基本构成，它包括整流滤波电路，DC-DC 控制器，开关占空比控制器及取样比较电路等模块。

图1.1 开关电源的基本构成
2 开关电源常用的拓扑结构分析
作为电源设计的核心组件,可靠性升级的基础,轻薄小型化的关键,电磁兼容性的保障的DC-DC 直流变换电路,引导着开关电源设计的方向,从本质上来说绝大部分开关控制器都具有常规的几种拓扑结构。

其有两种基本的类型：非隔离型和隔离型。

2.1 降压型
降压型又称为BUCK 控制器，图1.2 为其典型电路结构。

图1.2 降压型典型电路结构
基本工作原理:当开关管导通(Ton)时,电感L 将能量以磁场的形式储存起来。

随着电源电压Vin 对电感L 的充电，L 电流IL 对输出电容CO 充电，并提供负载电流Io，VD 被反向偏置而截止。

当开关管截止(Toff)时，L 中消失的磁场使其极性颠倒VD 加正向偏压而导通，L 和CO 在Toff 提供负载电流Io。

输出电压：
图1.3 为降压型电路的二极管电压和电感电流的波形如下。

图1.3 降压型电路的二极管电压和电感电流波形
2.2 升压型
升压型又称为BOOST 控制器，图1.4 为其典型电路结构。

连续电流模式反激变压器的设计Design of Flyback Transformer withContinuing Current Model摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算.关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值.Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value.一.序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).图一Io图二(a)当Q1存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co 来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip 可以表示为:ip(t)=ip(0)+1/Lp*∫0DTVdc*dtVdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br 增加到工作峰值Bw .3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).Ls Is Io图三(a)当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B 并没有相对的改变.当∆B 向负的方向改变时(即从Bw 降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf 为二极管D1的压降). 次级线圈电流:is(t)=is(DT)-1/Ls*∫DT TV S (t)*dtLp=(Np/Ns)2*Ls (Ls 为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM 模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1).输入电压范围Vin=90—264Vac;2).输出电压/负载电流:Vout=12V/1A;3).变压器的效率ŋ=0.802.工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3.计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=90*1.2=108Vdc.根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+V f)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+V f)*(1-Dmax)]n=[108*0.45]/[(12+1.0)*0.55]=6.8变压器初级峰值电流的计算.设输出电流的过流点为120%;输出总功率:Pout=1.2*V0*I0=1.2*12*1=14.4W电源输入功率：Pin= Pout/ŋ=14.4/0.8=18W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*D= Pin Ip1Ip1=2Pin/[(1+k)*Vin(min)*Dmax] Ip2Ip2=0.2*Ip1=0.124A△I=Ip1-Ip2=0.617-0.124=0.493A ( 图四)4.变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/ △I=108*4.5/0.493=986uH5. 变压器铁芯的选择.其中:L(变压器的初级电感量)= 986uHK1(窗口的铜填充系数)=0.0085变压器磁通密度Bmax=3000 Gs=0.30TI IL (初级电流有效值): I=)12(22I Ia D ∆+=0.265A Isp(短路的最大峰值电流,通常取初级正常工作峰值的 1.5～２倍) Aw*Ae=3460085.0265.0*3.02*617.0*10*986⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=0.0635cm 4 考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EF20铁氧体磁芯的有效截面积Ae=33.5mm 2它的窗口面积Aw=30.24mm 2EF20的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=0.1013cm 4 >0.0635cm 4故选择EF20铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数△B/Bmax=△I/Ip1△B=Bmax*△I/Ip1=0.3 *0.493/0.617=0.24T1).由Np=Lp*△I /[Ae*△B],得:Np=986*0.493/[33.5*0.24] = 60.45 取Np=61因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns=Np/n=62/6.8=9.11 取Ns =9TS辅助匝数Na=Ua*Ns/Uo=15*9/12=11.25.取11TS12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=6A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=0.265/6A/mm2=0.044mm2初级线圈线径为0.24mm变压器次级线圈:次极电流有效值：I’=Io D1/(1-D)=1.2*45-1-/0.55=1.6A.0次级导线载面积=1.6/6=0.27 mm2次极线径=0.58mm5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

flyback报告讲解实验报告课程名称：开关电源设计_ 指导⽼师：谌平平，张军明成绩：_______________ 实验名称：反激电源实验类型：同组学⽣姓名：常垚⼀、Flyback 设计要求输⼊：单相AC85V ～230V rms ；输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输⼊电⽓隔离 ? 稳压精度：1%输出电压纹波：<2% ；负载调整率：<1% (反馈输出） ? 输⼊调整率：1% ? 控制器：UC3845开关频率：⾃⾏设定。

本电路采⽤100kHz 的开关频率满载情况下，CCM 或DCM 均可以。

本电路采⽤DCM 模式⼆、反激变换器⼯作原理反激变化器有两种⼯作模式，分别为电流连续⼯作模式（CCM ）和电流断续⼯作模式（DCM ）。

在电流连续⼯作模式中，电路的⼯作状态可以分为2种情况。

1）开关管导通时，加在变压器原边线圈的电压1L d U U =g，因此根据变压器原副边感应电压的关系1212L L U U N N =gg得到变压器副边感应电压为222111L L d N N U U U N N ==gg 注：假设原副边感应电压的⽅向如图1所⽰。

根据基尔霍夫定律，开关管1D 两端的电压为1222111()()D L o L o d o N NU U U U U U U N N =-+=-+=--ggg专业：电⼦信息⼯程姓名：陈发毅学号： 3100103074 ⽇期： 2013.7.20 地点：教⼆-125因此⼆极管1D 截⽌。

开关管导通时的等效电路如图2所⽰。

原边电压为：2212111()L L o D on N N U U U U N N ==--gg此时的电路等效模型如图3所⽰。

若开关管⼯作于电流断续状态（DCM ），则除了以上两种状态外，还有第三种状态。

该状态下，变压器原边电感电流变为零后，原边电压变为零，则此时副边电压也为零。

电路只有电容给负载供电。

等效模型如图4所⽰。

【初学版】flyback的分析和设计大家最早可能接触,也是可能接触最多的电路拓扑应该是flyback.至少我刚刚接触电源的时候,最先就是flyback.不会设计,连分析也不懂,唯一能做的是模仿(额,难听点就是抄袭了:( ).这样子的状态持续了一段时间后,才开始慢慢的有一些了解.为了让初学者能更快的上手,少走弯路,于是有了这一章.为了分析flyback电路,我们从flyback的源头开始说吧.Flyback是从最基本的三种电路中的buck-boost演变而来的.所以对buck-boost的分析,一定有助于对flyback的分析,而且buck-boost看起来似乎要比flyback简单,至少它没有变压器吧.为了证明我没有骗你,下面将要开始来对buck-boost进行演变,最终会演变成flyback.图一图一 是buck-boost的原型电路. 把电感L绕一个并联线圈出来,如图二:图二把L的2个并联线圈断开连接,并且改变圈数比,改为:1:n,如图三:图三把图三中的二极管沿着所在回路移动,变成阴极朝外的样子,并且,改变输出电压V和接地的位置如图四:图四把图四中的Q顺着回路移动到变压器下方,如图五:图五把图五的电路,重新整理一下成图六.^_^,这样子和你见到的flyback有点像了吧.图六以上说明,我们研究buck-boost的行为特性,对研究flyback的行为特性有很大的帮助.1. 电路工作在连续状态(CCM),也就是说电感电流L是连续的,任何时候电感中总存在电流.(电路的另一种工作状态DCM将在以后的章节中分析)2. 在一的假设下,电路工作就可以分成2个状态,状态1,Q开通,二极管D关断,这个状态时间长度为t1, ,Ts为周期,这个状态记为d,状态2,Q关断,二极管D开通,这个状态记为 ,d' ＝1-d.3. 电感L中的电流 纹波和电容C上的电压纹波相对其直流分流来说都很小.一个好的设计,要求输出的电压纹波总是很小,所以,C的纹波小,总是成立的.4. 所有的损耗都不讨论先.即,电路所有原件是理想的.5. 电路工作在一个稳定的状态下.第一个工作状态:mosfet Q开通,二极管D关断.如图八所示:图八列写状态方程:(1)(2)因为有前面的假设,所以2可以简化为:(3)状态1的持续时间为 dTs.第二个工作状态:Mosfet Q关断,二极管D开通.如图九所示:图九(4)(5)状态2持续时间为(1-d)Ts,记为d'Ts.由于这是一个和谐的电路,所以有:(6)(7)解等式 6 和 7 ,并利用 d+d' =1可得:(8)(9)从等式 8 看到了在CCM模式下面buck-boost的直流增益,因为flyback是从buck-boost变来的,所以我们猜测flyback的直流增益应该和这个有些像(具体见后文推导).从等式 9 看到了在CCM模式下面buck-boost的电感的平均电流就等于输出的电流除以d'.接着马上研究一下mosfet和D所承受的电压.在状态1,二极管D关断,所承受的反压为:(10)利用等式8的结果,则(10)可以写为: (11)同理可在状态 2 计算Mosfet所承受的电压: (12)等式 11 和等式 12 在告诉我们,占空比 d 越大,输出电压V的值越高,Mosfet和二极管D所承受的电压越高(好像是废话,输出电压越高,直观来说器件所承受的电压也越高嘛).等式 11 和等式 12,不仅仅验证了这个直观的想法,而且定量的给出了电压的大小,这个是有意义的事情.下面研究一下这个电路中的电流吧.电感的平均电流i等式9 已经给出,是和输出电流相关,那电感的纹波电流呢?在状态1,电感电流的示意图如图十所示(在画图板里面画的图,难看一点了,能看明白就好了,将就用下吧):图十从图十中计算:(13)这个的大小是可以被设计的.而且,如果电路是理想无损耗的话,当输入电压和输出电压确定后,这个值是不随着输出电流变化的,它被电感所确定了!这个很重要,对后面的DCM状态的分析很重要.前面有假设相对i很小,那现在给出一个具体的值,比如 设计成i的5%.有效值(RMS)的计算,按照公式是这么算:(14)在电源中,最常见的是梯形波(三角波是梯形波的一种特殊形式),每次都按 14 的方法计算RMS 值是不是觉得很烦呢?有没有简单的方法啊?答案,有,下面就是一个很简单的计算诸如梯形波一类分段线性函数的有效值的方法.真的很简单,像梯形波这样子,一般用心算就可以得出来近似值了哦...一个如图十一的波形,有效值可以这样子计算:图十一(14a)其中D1,D2,D3,分别表示该段经历的时间占总时间的比例.好,马上来利用一下我们的秘籍来计算通过Mosfet,二极管D和电感的RMS电流.这个事情很有意义.已经假设为5%的i的大小,则通过Mosfet的RMS电流(15)有发现什么没有?这个值是不是非常接近于用电感电流的平均值i来计算的RMS值啊(说明在小纹波的情况下,用平均值来代替RMS值,是一个好办法.因为通常来说,平均值都比RMS值好计算^_^).同理,流过二极管D的RMS电流可以表示为:(16)流过电感L的RMS电流可以表示为:(17)到这里,几乎所有的原件都计算了,除了C.下面就来计算C的一些东西.C上的纹波电压.利用我们前面的假设,在d'时间段内,有:(18)所以有:(19)对C进行充放电的电流只是纹波电流,其直流成分都供给了负载,所以有:(20)其中 表示输出电流并且好,到现在为止,你已经是一个CCM模式的buck-boost的初级设计师了。