10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计
摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主
变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言
在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。
2 整流模块主电路设计与参数计算
整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。
图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。
图1 主电路原理框图
2．1变压器参数的设计
由于设计的全桥移相ZVS PWM整流模块的最大输出功率接近10KW, 若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密（可达1.2～1.6T）和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。
本模块的输入输出指标：输入: 304~456V输出：198～286V/35A
(a)直流母线的最低电压为：
Vdmin≈Vinmin×1.35=410.4(V)（1）
式(1)中Vinmin为三相输入电压最低值，取为304V;
(b)变压器副边的最低电压为：
V2min=(Vomax+Vd+Vr)/Dmax=(286+3+2)/0.95=306.3(V)（2）式(2)中Vomax为模块输出电压最高值,取为286V; Vd为整流二极管的压降,取为3V;Vr 为变压器副边绕组内阻压降和线路压降,取为2V;Dmax为最大占空比,取为0.95.
(c)变压器的变比n
n=Vdmin/V2min=410.4/306.3=1.33
实际中变压器原边取21匝,副边为16匝,变比为21/16=1.3125。
2.2 谐振电感参数的设计
在全桥移相ZVS变换器中,在超前管PQ1(PQ3)的开关过程中，由于输出滤波电感L1与谐振电感Lr是串联的，而L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很容易实现ZVS; 而在滞后管PQ2(PQ4)和开关过程中,由于变压器副边是短路的，此仅仅依靠谐振电感Lr的能量来实现ZVS,因此滞后管实现起来ZVS比较困难,一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。
Lr=8*Cmos×Vdmax2/3I12 [2] （3）
I1=(Iomax/3+ΔIlf/2)/n（4）
式(3)中Cmos为开关管漏源极电容（包括外并电容），实际中取为3300pF；Vdmax为直流母线电压的最大值,取为1.35×456＝615.6(V); I1为滞后臂开关管关断时原边电流;
式(4)中Iomax为输出电流最大值，取为35A;ΔIlf 为允许输出电感电流的脉动值,取
为0.2×35=7.0A。
由以上数据计算可得Lr=24.7uH。
3 控制电路设计
控制电路采用了专用移相控制器件UC3879,原理框图如图2所示。图中ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生；IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值；SHT为故障关机信号，IPR为原边电流采样值。
图2 控制电路框图
UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块
的瞬态响应速度。UC3879输出的OA,OB,OC,OD四路信号再通过TLP250光耦组成了驱动电路，分别驱动PQ1~PQ4四组开关管。OA/OB,OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(O D)一定的移相角。
由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在脱尾现象，开关管两端并联的电容比较大，
导致空载损耗比较大。因此在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法。在输出电流小于0.5A情况下，使开关频率适当降低，大于0.5A,使模块开关频率恢复正常值,降频的实际电路如图3所示,IO’为输出电流值，IREF为设置的电流阀值。当输出电流超过设置的电流阀值时,Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联；而当输出电流小于设置的电流阀值时,Q1关断,UC3879的振荡电阻为R28。
实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只用130w左右。
图3降频控制电路
4 实验结果
按照上述设计思想制作了两台试验样机，表一为其中一台实测的效率数据。
输入电压380V,输出电压240V。
图4为2A负载时超前管PQ1的驱动波形（CH1）和源漏极波形(CH2);
图5为2A负载时滞后管PQ2的驱动波形（CH2）和源漏极波形(CH1),从图中可以滞后管还没有实现ZVS;
